При PWM, според знака на аналоговия моделиращ сигнал b(t) (Фигура A), ширината (продължителността на импулса (c)) на подносещия се променя, докато тяхната амплитуда и честота на повторение са постоянни.

ШИМ понякога се нарича дълга импулсна модулация (CPM).

Има ЕДНОПОСОЧЕН и ДВУПОСОЧЕН ШИМ.

При еднопосочна ШИМ промяната в ширината на импулса възниква само поради изместването на прекъсването на импулса (ШИМ-1) (Фигура Б)

И с двустранен разрез и предната част на импулса PWM-2 (Фигура D)

Най-широко използваният е ШИМ-1

И ще приемем, че моделиращият сигнал

изменя се по хармоничния закон, според който

Ширината на импулса е:

Където
-отклонение на продължителността на импулса

Замествайки тази стойност към предишния

израз получаваме спектралния сигнал на ШИМ сигнала.

Най-удобно е да се внедри модулатор на PWM сигнал върху интегрални схеми (IC)

На вход 2 се подава импулсна подносеща

На вход 5 – аналогов моделиращ сигнал b(t)

ШИМ демодулаторите са най-често нискочестотни филтри

27. Импулсна фазова модулация. FI сигнални модулатори.

При PPM, съгласно закона на симулирания аналогов сигнал b(t), се променя само временната позиция на подносещите видео импулси, а тяхната амплитуда и продължителност остават непроменени.

Ако диференцирате ШИМ сигнала във времето, получавате положителни и отрицателни импулси.

Положителният импулс съответства на фронта на ШИМ сигнала, а отрицателният импулс съответства на неговото прекъсване.

При еднопосочен ШИМ положителните импулси са стационарни, а отрицателните се изместват пропорционално на моделиращия сигнал b(t) по времевата ос.

Стационарните импулси могат да бъдат елиминирани с помощта на пълновълнов токоизправител с активен товар, а останалите импулси са PPM сигнали.

PPM сигналният модулатор в този случай се състои от PWM модулатор, към изхода на който са свързани дистанционно управление на диференциращо устройство и полувълнов токоизправител OB. (виж снимката)

Аналитичният израз на PIM сигнала има формата:

- амплитуда на импулса

-функция, описваща обвивката на измервателния импулс.

- промяна на временната позиция на измервателния импулс

- значението на предаденото съобщение в момента

Честотният спектър на PIM сигналите е трудно да се представи аналитично

Приблизителната стойност на амплитудата на предавания хармоничен сигнал в PPM спектъра е:

Където
- честота на съобщенията

- продължителност на импулса

Амплитудата на предавания сигнал в PIM спектъра е много малка (много по-малка, отколкото в PIM и PWM спектрите и е функция на честотата на моделиране
, т.е. изкривено).

Следователно демодулирането на PPM сигнали с помощта на нискочестотни филтри е директно невъзможно.

Те се преобразуват в AIM или PWM сигнали.

28. Импулсна честотна модулация. Чим сигнални детектори.

Детекторът може да бъде направен според схемата

Където Е-канален филтър; АД-ограничител на амплитудата; DC-разл. верига; Далеч на изток-пълновълнов токоизправител с активен товар; ОВ- един изстрел; д-детектор с удвояване на напрежението; LPF- нискочестотен филтър.

Работата на детектора е обяснена с помощта на времеви диаграми.

След преминаване през теснолентовите вериги на комуникационния канал, PFM сигналът става подобен на аналогов FM сигнал. Чрез AO блока той е дълбоко ограничен по амплитуда от двете страни, така че на изхода му има еднакви правоъгълни импулси с различна честота на повторение и продължителност. В DC ​​блока тези импулси се диференцират във времето, в резултат на което на изхода му UDC (t) представлява фронтове и разрези. Последните са много тесни многополярни импулси, които в LW блока се преобразуват в еднополярни Udv(t), като по този начин удвояват честотата на повторение. В блока OB се формират еднакви правоъгълни импулси с еднаква продължителност, но с различна честота на повторение, които се подават на входа на блок D. Принципна диаграма на блок D:

На изхода на схемата има предаван аналогов сигнал Ud(t). В някои случаи OB блокът е изключен. Високата стабилност на параметрите на този детектор е довела до широкото му използване дори и за аналогови FM сигнали.

Модулацията на ширината на импулса се състои в промяна на ширината (продължителността) на импулсите, следващи един след друг с постоянна честота. Широчинно-импулсна модулация (ШИМ) - сближаване на желания сигнал (многостепенен или непрекъснат) с реален двоичен (с две нива - вкл./изкл.), така че средно за определен период стойностите им да са равни . Основният регулиращ фактор е относителната продължителност на импулсите или работния цикъл

,

където T е периодът на повторение на импулса. При ШИМ с единичен край референтното напрежение е периодично трептене на зъб на трион. В този случай модулацията се извършва чрез промяна на позицията само на един фронт на импулса. За двупосочна ШИМ е необходимо триъгълно (за предпочитане равностранно) референтно напрежение. Двустранният PWM има по-висока производителност от едностранния PWM, така че се използва по-често. Ако входният сигнал е биполярен, тогава полярността и средната стойност на изходното напрежение трябва да се променят. В този случай са възможни два вида модулация: многополярна ШИМ и еднополярна ШИМ.

1. Формулиране на задача

В тази курсова работа е разработен широчинно-импулсен модулатор със следните параметри:

Таблица 1. Съдържание на задачата

2. Разработване на функционална схема на устройството

Нека разгледаме функционалната схема и принципа на работа на устройството.

Фигура 1 – Функционална диаграма

Необходим е правоъгълен импулсен генератор за генериране на импулси на следващия блок - ГЛИНА.

Въз основа на задачата определяме, че референтното напрежение трябва да бъде „триъгълници“. На изхода на GLIN имаме триъгълни импулси, които са същото референтно напрежение, подадено към компаратора.

Компараторът е устройство, чийто отрицателен вход се подава с еталонен сигнал под формата на триъгълници, а положителният вход се подава с модулиран непрекъснат аналогов сигнал.

Съгласно инструкциите, модулираният сигнал е синусоида с честота 200 Hz.

Също така, според инструкциите, амплитудата на изходните сигнали трябва да бъде 10V. Необходимата амплитуда се осигурява от електронен ключ.

3. Функционални блокове

3.1 Генератор на квадратни импулси

Кварцовият осцилатор е генератор на трептения, синтезиран от кварцов резонатор, който е част от генератора. Обикновено има ниска мощност.

Външното напрежение върху кварцова плоча причинява нейната деформация. А това от своя страна води до появата на заряди на повърхността на кварца (пиезоелектричен ефект). В резултат на това механичните вибрации на кварцовата плоча се придружават от синхронни вибрации на електрическия заряд на нейната повърхност и обратно.

За да се осигури комуникация между резонатора и останалите елементи на веригата, електродите се нанасят директно върху кварца или между плочите на кондензатора се поставя кварцова плоча.

Използваме генератора на Пиърс. Веригата използва минимум компоненти: един цифров инвертор, един резистор, два кондензатора и кварцов кристал, който действа като силно селективен филтърен елемент.

Генератор с RC верига за настройка на честотата, неговият принцип на работа се основава на процеса на зареждане и разреждане на кондензатор C през резистор R. Чрез този резистор OOS се осъществява с постоянен ток, а през кондензатора-POS с променлив ток .

Вторият инвертор във веригата на генератора е предназначен да намали продължителността на фронтовете на генерираното правоъгълно трептене. Това е необходимо, за да се намали влиянието на последващата верига върху стабилността на трептенията на главния осцилатор, както и за по-надеждна работа на цифровите броячи на делителя на честотата.

Фигура 2 – Блок 1. Правоъгълен генератор на напрежение

Верига на делителя на честотата до желаната честота. За да реализирате разделителя, ще ви е необходима микросхема 561IE16.

3.2 Генератор на рампа на напрежението

Този блок е триъгълен генератор на напрежение. Понастоящем генератори с нисък коефициент на нелинейност (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

По-специално, често се срещат генератори, базирани на интегратор, управляван от правоъгълен импулс на входно напрежение. Елементите на веригата са захранване, зареждащ резистор R 6, кондензатор C3 и разряден транзистор VT1. Изходното напрежение на генератора е напрежението на кондензатора, усилено от операционния усилвател. Операционният усилвател е покрит от отрицателна (R 5 и R 9) и положителна (резистор R 10) обратна връзка.

Фигура 3 – ГЛИНА

Генераторът работи по следния начин. В момента, когато полевият транзистор VT1 е затворен, кондензаторът C3 се зарежда през резистори R10 и R7. Веднага след като подадем импулс към VT1, кондензаторът на този транзистор с полеви ефекти се разрежда.

3.3 Сравнение

Този блок е компаратор, чиято същност е да сравнява два входящи сигнала и да получава импулси с различна продължителност на изхода. На отрицателния вход се подава опорен сигнал, т.е. "триъгълни импулси", а на положителния - самия модулиран непрекъснат аналогов сигнал. Честотата на импулса съответства на честотата на триъгълните импулси. Тази част от периода, в която входният сигнал е над опорния сигнал, е единица на изхода, а под него е нула.

Фигура 4 - Компаратор

3.4 Електронен ключ

За да получим изходни импулси с необходимата амплитуда, използваме транзистора VT2 и елемента „NAND“ DD5. Резистор R13 ограничава тока към базовия вход на транзистора. Резистор R15 е товар.

Фигура 5 – Верига на електронния ключ

4. Изчислителна част и избор на схемни елементи

4.1 Изчисляване на генератора на импулси

Фигура 6 показва генератор, състоящ се от активен елемент - инвертор - и пасивен елемент - кварцов резонатор.

Фигура 6 – Кристален осцилатор

Вместо един инвертор можете да инсталирате произволен нечетен брой инвертори.

Фигура 7 - Еквивалентна еквивалентна схема

Еквивалентната схема на кварцов резонатор е показана на фигура 7.

Генераторът на Pierce е една от най-популярните схеми. Той е в основата на почти всички генератори на един вентил. Кварцът се държи като голяма индуктивност, тъй като е свързан паралелно. Ролята на натоварване на изхода на резонатора се играе от кондензатори C1 и C2. Кондензаторите C1 и C2 играят ролята на товарен капацитет на кварцовия резонатор.

Избираме кварцов резонатор като резонатор: KX-49, чиято номинална честота е 2,4576 MHz. Таблица 2 показва параметрите на кварцовия резонатор.

Таблица 2 Параметри на KX-49

с Л	R 1	C 0	Е
30pF	200 ома	7pF	2,4576 MHz

Резистор R1 е предназначен за автоматично стартиране на генератора при включване на захранването. Същият елемент определя коефициента на усилване на инвертора и колкото по-голям е този коефициент на усилване, толкова повече правоъгълни колебания ще се образуват на изхода му, а това от своя страна ще доведе до намаляване на тока, консумиран от кварцовия осцилатор. Нека изберем стойността на резистора R1 равна на 1Mohm.

Резисторът R2 увеличава импеданса на веригата, така че заедно с кондензатора C2 увеличава фазовото изместване. Това е необходимо, за да може генераторът да работи на желаната честота, а не на по-висока. Резисторът също така изолира изхода на инвертора от резонаторната верига и по този начин поддържа правоъгълна форма на импулса. Стойността на резистора трябва да бъде приблизително равна на импеданса на натоварване Z L, който може да се изчисли с помощта на дадената формула:

Импулси с честота f = 2,4576 MHz се подават към брояча IE16, от Q7 на изхода на брояча получаваме импулси с честота f/ 256 = 9,6 kHz.

4.2 Изчисляване на линеен генератор на напрежение

Веригата на фигура 5 е избрана като генератор на линейно променливо напрежение.

Разглежданият GLIN е направен на базата на интегратор на напрежение (DD2, RC верига, захранване U1), управляван от генератор на квадратни импулси и захранване U1. Когато транзисторът е изключен, през него протича неконтролиран (първоначален) ток на изтичане. Когато транзисторът е отворен, токът през транзистора трябва да се определя от стойността на съпротивлението на товара и захранващото напрежение.

Методът на модулация на ширината на импулса (PWM) е един от най-ефективните по отношение на подобряването на качеството на изходното напрежение на AU. Основната идея на метода е, че кривата на изходното напрежение се формира под формата на поредица от високочестотни импулси, чиято продължителност варира (модулира) по определен закон, в повечето случаи синусоидален. Скоростта на повторение на импулса се нарича носеща (или тактова) честота, а честотата, с която се променя продължителността на импулса, се нарича честота на модулация. Тъй като носещата честота обикновено е значително по-висока от модулационната честота, хармониците, които са кратни на носещата честота и присъстват в спектъра на изходното напрежение, се потискат относително лесно с помощта на подходящ филтър.

Понастоящем са известни доста видове ШИМ, класифицирани по различни критерии. Например, въз основа на вида на импулсите на изходното напрежение, модулацията се разграничава между униполярна и биполярна. Най-простият пример за биполярна модулация са процесите, реализирани в еднофазна полумостова инверторна схема (фиг. 4.9). Управляващите импулси, подавани към базите на силовите транзистори, както е показано на Фигура 4.9(b), се формират чрез сравняване на модулиращото, нискочестотно напрежение с трионообразно еталонно напрежение, чиято честота е носещата честота.

Да приемем, че системата за управление е организирана по такъв начин, че ако моментната стойност на референтното напрежение е по-голяма от стойността на модулиращото напрежение, тогава транзисторът VT2 се включва и при товара се формира импулс с положителна полярност, както е показано на фигура 4.9(c). Съответно, ако референтното напрежение стане по-малко от модулиращото напрежение, тогава транзисторът VT2 се изключва и транзисторът VT1 се включва, което води до промяна в полярността на напрежението в товара. При активно-индуктивния характер на товара полярността на изходното напрежение се променя поради включването на обратен диод VD1, през който се затваря токът на натоварване, поддържан от индуктивната емф L.

Когато модулиращото напрежение се промени, продължителността на положителните и отрицателните импулси на изходното напрежение се променя; съответно се променя средната стойност на напрежението за периода на носещата честота.

Комбинацията от тези средни стойности на изходното напрежение образува плавен компонент, чиято форма се определя от модулиращия сигнал. Основният недостатък на биполярната модулация е голямата амплитуда на първия хармоник на носещата честота.

При униполярна модулация, както е показано на фигура 4.10, в кривата на изходното напрежение по време на една полувълна на модулиращия сигнал се формират импулси само с една полярност и вместо импулси на напрежение с противоположна полярност, интервал с нулево напрежение (нула се образува рафт). В този случай, когато продължителността на импулсите на напрежението се променя, продължителността на нулевия рафт се променя съответно, така че периодът на носещата честота остава постоянен.

Униполярната модулация може да се реализира в еднофазна мостова схема AIN, при условие че една двойка силови транзистори, например VT1 и VT4, превключва с честотата на модулационния сигнал, в моменти и т.н., а втората двойка транзистори превключва с носещата честота. Продължителността на управляващите импулси се формира по същия начин, както в предишния случай, в резултат на сравняване на еталонното напрежение и модулиращия сигнал. Образуването на импулс на изхода на инвертора, например с положителна полярност, се осигурява чрез едновременно включване на транзистори VT1 ​​и VT2. Тъй като транзисторът VT2 превключва с висока честота, когато е изключен, транзисторът VT1 остава включен, което води до затваряне на тока на натоварване, съхраняван в индуктивността през транзистора VT1 и диода VD3. В този случай напрежението на изхода на инвертора е равно на сумата от падовете на напрежение върху транзистора и диода, т.е. близо до нулата. По същия начин се създава нулев рафт, когато се формира отрицателна полувълна на плавен компонент: когато транзисторът VT3 е изключен, токът на натоварване се затваря през транзистора VT4 и диода VD2. По този начин полярността на гладкия компонент на изходното напрежение се определя чрез включване на транзистори VT1 ​​или VT4, а високочестотното запълване и съответно формата на гладкия компонент се определя чрез превключване на транзистори VT2 или VT3.

Основното предимство на униполярната модулация в сравнение с биполярната модулация е намаляването на амплитудите на високочестотните хармоници.

Трябва да се отбележи, че еднополюсната модулация не е възможна в някои схеми, като например еднофазен полумост. В този случай за прилагане на еднополярна модулация е необходимо да се използват по-сложни схеми, например схемата, показана на фигура 4.7.

Въз основа на метода за формиране на продължителността на високочестотните импулси се разграничават няколко вида модулация на ширината на импулса, най-често срещаните от които са ШИМ от първия и втория тип. При широчинно-импулсна модулация от първи вид (PWM-1) продължителността на генерирания импулс е пропорционална на стойностите на модулиращия сигнал, избран в определени, предварително определени моменти от време. Принципът на формиране на продължителност на импулса с PWM-1 е илюстриран на фиг. 4.11(а).

Принципът на формиране на продължителност на импулса с PWM-2 е показан на фиг. 4.11(b). В този случай продължителността на импулса се определя от стойността на модулиращия сигнал в края на импулса.

Въз основа на метода на промяна на продължителността се разграничават еднопосочна и двупосочна модулация. Например на фиг. 4.9 показва едно-

модулация на трета страна, тъй като когато модулиращият сигнал се промени, моментът, в който се генерира само задният фронт на импулса, се променя. Съответно на фиг. Фигура 4.10 показва пример за двупосочна модулация.

Съотношението на носещата честота към честотата на модулиращия сигнал се нарича кратно на носещата честота. Кратността може да бъде както цяло число, така и дроб, като в общия случай кратността може да бъде и ирационална дроб. Множеството значително влияе върху спектралния състав на изходното напрежение, а при дробно-рационални кратности в спектъра на изходното напрежение се появяват хармоници с честота, по-ниска от честотата на модулиращия сигнал. Такива хармоници се наричат ​​субхармоници и техните амплитуди се увеличават с намаляване на фактора на носещата честота, което може да доведе до нарушаване на нормалната работа на инвертора. За да се потиснат субхармониците, трябва да се увеличи кратността на носещата честота, но това неизбежно увеличава загубите при превключване в силовите устройства на инвертора.

Полезният компонент на изходното напрежение се определя от формата на гладкия компонент, който от своя страна зависи от формата на модулиращия сигнал или, както обикновено се нарича, от закона за модулация. В момента най-често се използва модулация според синусоидалния, трапецовиден или правоъгълен закон. По-специално, методът за управление на ширината на импулса при носещата честота, разгледан по-горе, не е нищо повече от използването на ШИМ според правоъгълния закон.

• обратно
• Напред

Случайна новина

3.2. Алгебрични критерии за устойчивост

Един от първите критерии за дълготрайност е идентифициран от професор Я. А. Вишнеградски и даден от него в неговите трудове „За регулаторите с пряко действие“ и „За регулаторите с непряко действие“. Критерият е формулиран за процеси, описани с диференциални уравнения от трети ред, чието характеристично уравнение се свежда до вида: .

Фигура 3.4 - Диаграма, която определя областта на стабилност на системи, описани от уравнения от 3-ти ред. (диаграма на Вишнеградски)

Ако въведем нотацията и, то според Вишнеградски, за да бъде системата стабилна е необходимо, или. На фигура 3.4 хиперболата ΧΥ =1 е нанесена в координатите X и Υ, което дава границата на устойчивост на системата. Линията между зоните на съпротивление обикновено е щрихована, така че зоните на съпротивление да могат да се видят от щриховката без допълнителни обяснения.

На диаграмата на фигура 3.4 има начертана линия на границата на апериодичността, определена от условието с лицева точка при стойностите на X = Υ = 3.

Критерият за стабилност на Вишнеградски, описан по-горе, е отделен случай на критерия за стабилност на Рут-Хурвиц. Този критерий може да бъде формулиран по следния начин във формата, предложена от Hurwitz: ако системата е описана с линейно диференциално уравнение, чието характеристично уравнение е:

тогава, за да бъде то стабилно, т.е. всички реални корени и реални части на комплексните корени на характеристичното уравнение да бъдат отрицателни, е необходимо и достатъчно всички коефициенти на уравнението да имат един и същи знак и диагоналната детерминанта е от порядък n-1, съставена от коефициентите на уравнението и всички негови диагонални минори ще бъдат положителни:

Диагоналната детерминанта е съставена, както следва:

Следователно, за да бъде системата стабилна, е необходимо всички коефициенти да имат еднакъв знак и всички детерминанти да са по-големи от 0.

Редът за компилиране на диагонални второстепенни може да бъде анализиран с помощта на примера на уравнение от пета степен:

Тогава получаваме:

За уравнение от трети ред:

И също.

Обърнете внимание, че за и имаме условията на стабилност на Вишеградски

Както критерият на Вишнеградски, така и критерият на Рут-Хурвиц определят стабилността на системата въз основа на коефициентите на характеристичното уравнение и се наричат ​​алгебрични критерии за стабилност. Нека да разгледаме някои примери за изследване на резистентността, използвайки критерия Routh-Hurwitz.

Пример 1. Характеристично уравнение на системата

За това:

Точно както всички коефициенти на това уравнение са по-големи от нула, така и детерминантите също са по-големи от нула - системата е стабилна.

Модулацията на ширината на импулса се състои в промяна на ширината (продължителността) на импулсите, следващи един след друг с постоянна честота. Широчинно-импулсна модулация (ШИМ) - сближаване на желания сигнал (многостепенен или непрекъснат) с реален двоичен (с две нива - вкл./изкл.), така че средно за определен период стойностите им да са равни . Основният регулиращ фактор е относителната продължителност на импулсите или работния цикъл

където T е периодът на повторение на импулса. При ШИМ с единичен край референтното напрежение е периодично трептене на зъб на трион. В този случай модулацията се извършва чрез промяна на позицията само на един фронт на импулса. За двупосочна ШИМ е необходимо триъгълно (за предпочитане равностранно) референтно напрежение. Двустранният PWM има по-висока производителност от едностранния PWM, така че се използва по-често. Ако входният сигнал е биполярен, тогава полярността и средната стойност на изходното напрежение трябва да се променят. В този случай са възможни два вида модулация: многополярна ШИМ и еднополярна ШИМ.

1. Формулиране на задача

В тази курсова работа е разработен широчинно-импулсен модулатор със следните параметри:

Таблица 1. Съдържание на задачата

2. Разработване на функционална схема на устройството

Нека разгледаме функционалната схема и принципа на работа на устройството.

Фигура 1 – Функционална диаграма

Необходим е правоъгълен импулсен генератор за генериране на импулси на следващия блок - ГЛИНА.

Въз основа на задачата определяме, че референтното напрежение трябва да бъде „триъгълници“. На изхода на GLIN имаме триъгълни импулси, които са същото референтно напрежение, подадено към компаратора.

Компараторът е устройство, чийто отрицателен вход се подава с еталонен сигнал под формата на триъгълници, а положителният вход се подава с модулиран непрекъснат аналогов сигнал.

Съгласно инструкциите, модулираният сигнал е синусоида с честота 200 Hz.

Също така, според инструкциите, амплитудата на изходните сигнали трябва да бъде 10V. Необходимата амплитуда се осигурява от електронен ключ.

3. Функционални блокове

3.1 Генератор на квадратни импулси

Кварцовият осцилатор е генератор на трептения, синтезиран от кварцов резонатор, който е част от генератора. Обикновено има ниска мощност.

Външното напрежение върху кварцова плоча причинява нейната деформация. А това от своя страна води до появата на заряди на повърхността на кварца (пиезоелектричен ефект). В резултат на това механичните вибрации на кварцовата плоча се придружават от синхронни вибрации на електрическия заряд на нейната повърхност и обратно.

За да се осигури комуникация между резонатора и останалите елементи на веригата, електродите се нанасят директно върху кварца или между плочите на кондензатора се поставя кварцова плоча.

Използваме генератора на Пиърс. Веригата използва минимум компоненти: един цифров инвертор, един резистор, два кондензатора и кварцов кристал, който действа като силно селективен филтърен елемент.

Генератор с RC верига за настройка на честотата, неговият принцип на работа се основава на процеса на зареждане и разреждане на кондензатор C през резистор R. Чрез този резистор OOS се осъществява с постоянен ток, а през кондензатора-POS с променлив ток .

Вторият инвертор във веригата на генератора е предназначен да намали продължителността на фронтовете на генерираното правоъгълно трептене. Това е необходимо, за да се намали влиянието на последващата верига върху стабилността на трептенията на главния осцилатор, както и за по-надеждна работа на цифровите броячи на делителя на честотата.

Фигура 2 – Блок 1. Правоъгълен генератор на напрежение

Верига на делителя на честотата до желаната честота. За да реализирате разделителя, ще ви е необходима микросхема 561IE16.

3.2 Генератор на рампа на напрежението

Този блок е триъгълен генератор на напрежение. Понастоящем генератори с нисък коефициент на нелинейност (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

По-специално, често се срещат генератори, базирани на интегратор, управляван от правоъгълен импулс на входно напрежение. Елементите на веригата са захранване, зареждащ резистор R 6, кондензатор C3 и разряден транзистор VT1. Изходното напрежение на генератора е напрежението на кондензатора, усилено от операционния усилвател. Операционният усилвател е покрит от отрицателна (R 5 и R 9) и положителна (резистор R 10) обратна връзка.

Фигура 3 – ГЛИНА

Генераторът работи по следния начин. В момента, когато полевият транзистор VT1 е затворен, кондензаторът C3 се зарежда през резистори R10 и R7. Веднага след като подадем импулс към VT1, кондензаторът на този транзистор с полеви ефекти се разрежда.

3.3 Сравнение

Този блок е компаратор, чиято същност е да сравнява два входящи сигнала и да получава импулси с различна продължителност на изхода. На отрицателния вход се подава опорен сигнал, т.е. "триъгълни импулси", а на положителния - самия модулиран непрекъснат аналогов сигнал. Честотата на импулса съответства на честотата на триъгълните импулси. Тази част от периода, в която входният сигнал е над опорния сигнал, е единица на изхода, а под него е нула.

Фигура 4 - Компаратор

3.4 Електронен ключ

За да получим изходни импулси с необходимата амплитуда, използваме транзистора VT2 и елемента „NAND“ DD5. Резистор R13 ограничава тока към базовия вход на транзистора. Резистор R15 е товар.

Фигура 5 – Верига на електронния ключ

4. Изчислителна част и избор на схемни елементи

4.1 Изчисляване на генератора на импулси

Фигура 6 показва генератор, състоящ се от активен елемент - инвертор - и пасивен елемент - кварцов резонатор.

Фигура 6 – Кристален осцилатор

Вместо един инвертор можете да инсталирате произволен нечетен брой инвертори.

Фигура 7 - Еквивалентна еквивалентна схема

Еквивалентната схема на кварцов резонатор е показана на фигура 7.

Генераторът на Pierce е една от най-популярните схеми. Той е в основата на почти всички генератори на един вентил. Кварцът се държи като голяма индуктивност, тъй като е свързан паралелно. Ролята на натоварване на изхода на резонатора се играе от кондензатори C1 и C2. Кондензаторите C1 и C2 играят ролята на товарен капацитет на кварцовия резонатор.

Избираме кварцов резонатор като резонатор: KX-49, чиято номинална честота е 2,4576 MHz. Таблица 2 показва параметрите на кварцовия резонатор.

Таблица 2 Параметри на KX-49

с Л	R 1	C 0	Е
30pF	200 ома	7pF	2,4576 MHz

Резистор R1 е предназначен за автоматично стартиране на генератора при включване на захранването. Същият елемент определя коефициента на усилване на инвертора и колкото по-голям е този коефициент на усилване, толкова повече правоъгълни колебания ще се образуват на изхода му, а това от своя страна ще доведе до намаляване на тока, консумиран от кварцовия осцилатор. Нека изберем стойността на резистора R1 равна на 1Mohm.

Резисторът R2 увеличава импеданса на веригата, така че заедно с кондензатора C2 увеличава фазовото изместване. Това е необходимо, за да може генераторът да работи на желаната честота, а не на по-висока. Резисторът също така изолира изхода на инвертора от резонаторната верига и по този начин поддържа правоъгълна форма на импулса. Стойността на резистора трябва да бъде приблизително равна на импеданса на натоварване Z L, който може да се изчисли с помощта на дадената формула:

Импулси с честота f = 2,4576 MHz се подават към брояча IE16, от Q7 на изхода на брояча получаваме импулси с честота f/ 256 = 9,6 kHz.

4.2 Изчисляване на линеен генератор на напрежение

Веригата на фигура 5 е избрана като генератор на линейно променливо напрежение.

Разглежданият GLIN е направен на базата на интегратор на напрежение (DD2, RC верига, захранване U1), управляван от генератор на квадратни импулси и захранване U1. Когато транзисторът е изключен, през него протича неконтролиран (първоначален) ток на изтичане. Когато транзисторът е отворен, токът през транзистора трябва да се определя от стойността на съпротивлението на товара и захранващото напрежение.

Когато линейно променящото се напрежение Uc(t) на изхода на интегратора достигне стойността на работното напрежение, се изпраща управляващ сигнал, под въздействието на който се отваря ключовият транзистор VT1, разреждайки кондензатора. След това процесът се повтаря с периода:

Настроихме честотата на 9,6 kHz.

Препоръчително е да изберете минимално напрежение Ucm, за да елиминирате влиянието на разсейването на параметрите на използваните резистори върху коефициента на нелинейност на генерираното напрежение.

Максималното напрежение на кондензатора е свързано с зависимостта на продължителността

T

Избираме U1 = 5V, U2 = 0V, след това Ucm = 5V.

Избираме R 6 = R 5 = 10 kOhm, след това C 3 = 96 nF.

Въз основа на следното намираме R9.

Uout = 10 V, тогава: R 9 = Ucmax*R 6 / Uout = 5*10000/10≈ 2 kOhm, вземете най-близката номинална стойност

R 9 = R 10 = 2 kOhm

140UD7 беше избран като операционен усилвател DD3. Захранване ±10V.

4.3 Избор на компаратор

521CA3 се използва като DD4 компаратор за осигуряване на стабилна ШИМ работа.

Технически характеристики на аналоговия компаратор 521CA3

Аналог LM111

Входен ток не повече от 100 nA

Коефициент на усилване не по-малко от 200 000

Ток на натоварване до 50 mA

Захранване +5...+30 или ±3...±15 V

Области на използване

Детектори за преминаване през нулата

Детектори за пренапрежение

Широчинно-импулсни модулатори

Прецизни токоизправители

Аналогово-цифрови преобразуватели

Резистор R12 в комбинация с диоди D1 и D2 ограничава люлеенето на входния сигнал. Благодарение на диодите, ние ограничаваме люлеенето на входното напрежение до стойности от -12,6 V до +12,6 V, условието е отрицателното входно напрежение да не достига стойността на напрежението на пробив (например за диод като KD510Aтази стойност е - 50 V).

Таблица 3 Параметри на избрания транзистор

Име	U обр. ,IN	I пр. макс., A	аз обр. макс., µA	F d max, kHz
KD510A	50	0.2	5	200000

4.4 Изчисляване на електронен ключ

Като ключ е избрана следната схема:

Фигура 9 – Верига на електронния ключ

Rн =0,5 k Ohm, Uизход =10V.

Ik=Uизход/Rn=10/500=50mA

Използвайки справочника, търсим транзистор, който може да издържи на даден колекторен ток (0,05A). Транзисторът KT315A поддържа постоянен ток до 0,1 A.

От справочника - h21e, за KT315A

Считаме, че базовият ток Ib=Ik/h21e=0,05/30≈ 1,67 mA; към базата трябва да се подаде ток от поне 167 μA.

R14 – съгласуващото съпротивление между компаратора DD3 и транзистора VT2. Нека изберем R16 = 200 Ohm.

R out =R 15 =500 Ohm според инструкциите, изберете 510 Ohm от серията. на изхода трябва да получите 10 V, след което изчислете стойността на резистора R 14

(U захранване -U изход)/R 14 =U изход/R 15,

откъдето R 14 = 2R 15 /10 = 102 Ohm, от стандартната серия избираме номинална стойност от 100 Ohm. Разсейване на мощност 10V*1.25mA≈0.0125 W

Таблица 4. Параметри на избрания транзистор KT315A

5. Симулация на верига

Изходен сигнал от генератор на триъгълни импулси:

Изходен сигнал от генератор на квадратни вълни:

Симулиран сигнал:

Процес на модулация:

Период на изход:

Най-кратка продължителност на импулса:

Продължителността трябва да бъде 5,12 µs. Графиката показва, че е 5,56 μs.

Най-голяма продължителност на импулса:

Продължителността на импулса трябва да бъде 97,37 µs. Графиката показва, че то е равно на 97,74 μs.

Заключение

В тази курсова работа разработихме електрическа схема и изчислихме веригата на модулатора на ширината на импулса. На входа на ШИМ се подава синусоида с честота по спецификация - 200 Hz, на изхода имаме преобразуван ШИМ сигнал, чиято амплитуда е 10 V. Диапазонът на изменение на относителната продължителност на изходните импулси на тази ШИМ е - 0,05 ÷ 0,95. Разработеният модулатор на ширината на импулса е доста прост. Веригата беше симулирана с помощта на пакета CircuitMaker.

Списък на използваната литература

1. Алтшулер Г.Б., Елфимов Н.Н., Шакулин В.Г. Кварцови резонатори: справочно ръководство. М .: Радио и съобщения, 1984.-232 с., ил.

2. Хорвиц П., Хил У. Изкуството на дизайна на вериги: Прев. от английски – изд. шесто. М.: Мир, 2001.

3. Лекционен курс по ECiMS (преподавател И. Б. Андреев).

4. Цифрови CMOS микросхеми, справочник, Partala O.N. – Санкт Петербург: Наука и техника, 2001. - 400 с. с илюстрации.

5. Л. Лабутин, Кварцови резонатори. - Радио, 1975, No3.

6. Генератори на правоъгълни импулси на базата на CMOS чипове. В. Стрижов, Схема, 2000, № 2, стр. 28

7. Забродин Ю.С., Индустриална електроника: учебник за ВУЗ. - М.: Висше. училище, 1982. – 496 с., ил.

1.4. Тиристори

1.4.1. Принципът на работа на тиристора

1.4.2. Статични токово-напреженови характеристики на тиристор

1.4.3. Динамични характеристики на тиристора

1.4.4. Видове тиристори

1.4.5. Заключващи се тиристори

2. Схеми за управление на електронни ключове

2.1. Обща информация за схемите за управление

2.2. Формовчици на контролни импулси

2.3. Драйвери за управление на мощни транзистори

3. Пасивни компоненти и охладители за силови електронни устройства

3.1. Електромагнитни компоненти

3.1.1. Хистерезис

3.1.2. Загуби в магнитната верига

3.1.3. Устойчивост на магнитен поток

3.1.4. Съвременни магнитни материали

3.1.5. Загуби при намотки

3.2. Кондензатори за силова електроника

3.2.1. Кондензатори от семейството MKU

3.2.2. Алуминиеви електролитни кондензатори

3.2.3. Танталови кондензатори

3.2.4. Филмови кондензатори

3.2.5. Керамични кондензатори

3.3. Разсейване на топлината в силови електронни устройства

3.3.1. Термични режими на работа на силови електронни ключове

3.3.2. Охлаждане на силови електронни ключове

4. Принципи на управление на силови електронни ключове

4.1. Главна информация

4.2. Фазов контрол

4.3. Импулсна модулация

4.4. Микропроцесорни системи за управление

5. Преобразуватели и регулатори на напрежение

5.1. Основни видове устройства на преобразувателната техника. Основните видове устройства за силова електроника са изобразени символично на фиг. 5.1.

5.2. Трифазни токоизправители

5.3. Еквивалентни многофазни вериги

5.4. Управлявани токоизправители

5.5. Характеристики на полууправляемия токоизправител

5.6. Комутационни процеси в токоизправители

6. Импулсни преобразуватели и регулатори на напрежение

6.1. Превключващ регулатор на напрежението

6.1.1. Импулсен регулатор с ШИМ

6.1.2. Импулсен ключов регулатор

6.2. Превключващи регулатори на базата на дросел

6.2.2. Boost конвертор

6.2.3. Инвертиращ конвертор

6.3. Други видове конвертори

7. Честотни преобразуватели

7.1. Главна информация

7.2. Инвертори на напрежение

7.2.1. Автономни монофазни инвертори

7.2.2. Монофазни полумостови инвертори на напрежение

7.3. Трифазни автономни инвертори

8. Широчинно-импулсна модулация в преобразуватели

8.1. Главна информация

8.2. Традиционни ШИМ методи в самостоятелни инвертори

8.2.1. Инвертори на напрежение

8.2.2. Трифазен инвертор на напрежение

8.3. Токови инвертори

8.4. Пространствена векторна модулация

8.5. Модулация в AC и DC преобразуватели

8.5.1. Обърнете

8.5.2. Изправяне

9. Мрежови преобразуватели

10. Честотни преобразуватели

10.1. Преобразувател с директна връзка

10.2. Конвертори с междинна връзка

10.3.1. Схема с два трансформатора

10.3.3. Схема на каскаден преобразувател

11. Резонансни преобразуватели

11.2. Преобразуватели с резонансна верига

11.2.1. Преобразуватели с последователно свързване на елементи на резонансна верига и товар

11.2.2. Преобразуватели с паралелно свързване на товара

11.3. Инвертори с паралелно-последователна резонансна верига

11.4. Преобразуватели от клас Е

11.5. Инвертори с нулево напрежение

12. Стандарти за показатели за качество на електрическата енергия

12.1. Главна информация

12.2. Фактор на мощността и ефективност на токоизправителите

12.3. Подобряване на фактора на мощността на управляваните токоизправители

12.4. Коректор на фактора на мощността

13. Регулатори на променливо напрежение

13.1. Регулатори на променливо напрежение на базата на тиристори

13.2. Транзисторни регулатори на променливо напрежение

Въпроси за самоконтрол

14. Нови методи за управление на луминесцентни лампи

Въпроси за самоконтрол

Заключение

Библиография

620144, Екатеринбург, Куйбишева, 30

8. Широчинно-импулсна модулация в преобразуватели

8.1. Главна информация

Принципите на импулсно управление и модулация са обсъдени в глава. 4, използвайки примера на проста верига на DC регулатор. В същото време са дадени дефиниции на основните видове импулсна модулация, използвани в теорията на линейните импулсни системи, които съответстват на практиката за управление на импулсни DC преобразуватели.

Въпреки това широчинно-импулсната модулация на напрежения или токове в променливотокови преобразуватели има малко по-различна дефиниция в силовата електроника, като се вземат предвид характеристиките на ШИМ при решаване на проблеми с преобразуване на електричество с помощта на променлив ток. Както е дефинирано в IEC 551-16-30, модулацията на ширината на импулса е управление на импулса, при което ширината или честотата на импулсите, или и двете, се модулират в рамките на период от основната честота, за да се получи специфична форма на вълната на изходното напрежение. В повечето случаи ШИМ се извършва, за да се осигури синусоидалност на напрежението или тока, т.е. намаляване на нивото на по-високите хармоници спрямо главния (първия) хармоник и се нарича синусоидален. Съществуват следните основни методи за осигуряване на синусоидалност: аналогова ШИМ и нейните модификации; селективно (избирателно) потискане на висшите хармоници; хистерезис или делта модулация;

пространствена векторна модулация.

Класическата версия за организиране на аналогова синусоидална ШИМ е да се промени ширината на импулсите, които формират изходното напрежение (ток) чрез сравняване на сигнал на напрежение с дадена форма, наречен референтен или референтен, с триъгълен сигнал на напрежение с по-висока честота и се нарича носещ сигнал. Опорният сигнал е модулиращ и определя необходимата форма на изходното напрежение (ток). Има много модификации на този метод, при които модулиращите сигнали се представят чрез специални функции, различни от синусоида. Бележките към лекцията ще обсъдят няколко основни схеми, обясняващи тези методи на ШИМ.

Методът за селективно потискане на по-високи хармоници в момента се прилага успешно с помощта на софтуерно базирани микропроцесорни контролери. Хистерезисната модулация се основава на принципите на релейно "проследяване" на референтен сигнал, например синусоидална форма на вълната. В най-простия си технически дизайн, този метод съчетава принципите на PWM и PFM (импулсна честотна модулация). Въпреки това, чрез специални схемни мерки е възможно да се стабилизира модулационната честота или да се ограничи обхватът на нейната промяна.

Методът на пространствена векторна модулация се основава на преобразуване на трифазна система на напрежение в двуфазна и получаване на обобщен пространствен вектор. Големината на този вектор се изчислява в моменти, определени от основните и модулиращите честоти. Счита се за много обещаващо за управление на трифазни инвертори, особено когато се използва в електрически задвижвания. В същото време той е в много отношения подобен на традиционния синусоидален ШИМ.

Системите за управление, базирани на ШИМ, позволяват не само да осигурят синусоидална форма на средните стойности на основния хармоник на напрежението или тока, но и да контролират стойностите на неговата амплитуда, честота и фаза. Тъй като в тези случаи преобразувателят използва напълно контролирани превключватели, става възможно да се приложи работата на AC (DC) преобразуватели заедно с AC мрежата във всичките четири квадранта както в изправителен, така и в инвертиращ режим с всяка дадена стойност на основния хармоничен фактор на мощността cosφ в диапазон от -1 до 1. Освен това с увеличаване на носещата честота се разширяват възможностите за възпроизвеждане на ток и напрежение с дадена форма на изхода на инверторите. Това ви позволява да създавате активни филтри за потискане на по-високи хармоници.

Ще разгледаме основните определения, използвани в по-нататъшното представяне, като използваме примера за прилагане на първия метод в еднофазна полумостова верига на инвертор на напрежение (фиг. 8.1, А). В тази условна диаграма ключовете С1 И С2 са представени от напълно контролирани превключващи елементи, допълнени от диоди, свързани последователно и успоредно на тях. Серийните диоди отразяват еднопосочната проводимост на превключвателите (например транзистори или тиристори), а паралелните диоди осигуряват провеждане на обратни токове с активно-индуктивен товар.

Референтни диаграми, модулиращи u M(θ) и носител u H (θ) сигналите са показани на фиг. 8.1, b. Формиране на ключови управляващи импулси С 1 и С 2 се извършва по следния принцип. При u M (θ) > uКлавиш H(θ). С 1 е включено, a С 2 изключен. При u M(θ)< u H (θ) ключовите състояния са обърнати: С 2 - на, а С 1 - изключено. Така на изхода на инвертора се генерира напрежение под формата на два полярни импулса. В реални вериги за елиминиране на едновременното провеждане на превключватели С 1 и С 2 трябва да се осигури известно забавяне между моментите на генериране на сигнали за включване на тези ключове. Очевидно ширината на импулса зависи от съотношението на амплитудите на сигнала u M(θ) и u H(θ). Параметърът, характеризиращ тази връзка, се нарича индекс на амплитудна модулация и се определя по формула (8.1):

, (8.1.)

Където UМ м и U H m - максимални стойности на модулиращия сигнал u M(θ) и носещ сигнал u H(θ) съответно.

Ориз. 8.1. Еднофазен полумостов инвертор на напрежение: А- схема; b– диаграми на напрежение за импулсна модулация

Носеща честота u H(θ) е равно на честотата на превключване f H ключове С 1 и С 2 и обикновено значително надвишава честотата на модулиращия сигнал fМ. Честотно съотношение f H и f M е важен показател за ефективността на процеса на модулация и се нарича индекс на честотна модулация, който се определя по формула (8.2):

При малки стойности М fсигнали u M(θ) и u H(θ) трябва да се синхронизира, за да се избегнат нежелани субхармоници. B като максимална стойност моя, който определя необходимостта от синхронизация, е зададен М f = 21. Очевидно при синхронизирани сигнали коеф М fе постоянна стойност.

От диаграмата на фиг. 8.1 се вижда, че амплитудата на първия хармоник на изходното напрежение U am 1 може да се представи, като се вземе предвид (8.1), в следната форма (8.3):

(8.3)

Съгласно (8.3) в М a = 1 амплитудата на първия хармоник на изходното напрежение е равна на височината на полувълновия правоъгълник Uг/2. Характерната зависимост на относителната стойност на първия хармоник на изходното напрежение от стойността на M a е показана на фиг. 8.2, от който става ясно, че изменението М a от 0 до 1 линейно и зависи от амплитудата Uсъм 1. Гранична стойност М a се определя от принципа на разглеждания тип модулация, според който максималната стойност U am 1 е ограничена от височината на полувълната с правоъгълна форма, равна на Uг/2. С по-нататъшно увеличение на коефициента Ммодулацията води до нелинейно увеличение на амплитудата U am 1 до максималната стойност, определена от образуването на правоъгълно напрежение на изхода на инвертора, което впоследствие остава непроменено.

Разгъването на правоъгълната функция в ред на Фурие дава максималната стойност (8.4):

(8.4)

Тази стойност е ограничена от стойността на индекса М a, вариращи в диапазона от 0 до приблизително 3. Очевидно функцията в интервала a-b стойности от 1 до 3.2 е нелинейна (фиг. 8.2). Режимът на работа в този раздел се нарича свръхмодулация.

Значение М fсе определя от избора на честота на носещия сигнал u H (θ) и значително влияе върху техническите характеристики на преобразувателя. С увеличаването на честотата загубите при превключване в превключвателите на мощността на преобразувателите се увеличават, но в същото време спектралният състав на изходното напрежение се подобрява и решението на проблема с филтрирането на по-високи хармоници, причинени от процеса на модулация, се опростява. Важен фактор при избора на стойност f H в много случаи е необходимостта да се осигури неговата стойност в аудиочестотния диапазон над 20 kHz. При избора f H също трябва да вземете предвид нивото на работните напрежения на преобразувателя, неговата мощност и други параметри.

Ориз. 8.2. Зависимост на относителната стойност на амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение от индекса на амплитудна модулация за еднофазна полумостова верига

Общата тенденция тук е повишаване на стойностите на M fпреобразуватели с ниска мощност и ниско напрежение и обратно. Така че изборът М fе проблем за многокритериална оптимизация.

Импулсна модулация със стохастичен процес. Използването на ШИМ в преобразуватели е свързано с появата на по-високи хармоници в модулирани напрежения и токове. Освен това в спектралния състав на тези параметри най-значимите хармоници се появяват при честоти, които са кратни на индекса на честотна модулация М fи хармоници с намаляващи амплитуди, групирани около тях на странични честоти. По-високите хармоници могат да причинят следните основни проблеми:

появата на акустичен шум;

влошаване на електромагнитната съвместимост (EMC) с други електрически устройства или системи.

Основните източници на акустичен шум са електромагнитни компоненти (дросели и трансформатори), които са изложени на ток и напрежение, съдържащи висши хармоници с честоти в звуковия диапазон. Трябва да се отбележи, че шумът може да възникне при определени честоти, където висшите хармоници са най-големи. Факторите, причиняващи шум, като магнитострикция, правят проблемите с електромагнитната съвместимост по-трудни за разрешаване. Проблеми с електромагнитната съвместимост могат да възникнат в широк честотен диапазон, в зависимост от чувствителността към електромагнитни помехи на електрическите устройства. Традиционно са използвани дизайнерски и технологични решения за намаляване на нивата на шум, а пасивните филтри са използвани за осигуряване на EMC.

Като обещаващо направление за решаване на тези проблеми се разглеждат методите, свързани с промяна на характера на спектралния състав на модулираните напрежения и токове. Същността на тези методи е да изравнят честотния спектър и да намалят амплитудата на ясно изразените хармоници поради стохастичното им разпределение в широк честотен диапазон. Тази техника понякога се нарича "размазване" на честотния спектър. Концентрацията на енергията на смущението намалява при честоти, където хармониците могат да имат максимални стойности. Прилагането на тези методи не е свързано с въздействие върху компонентите на силовата част на преобразувателите и в повечето случаи е ограничено от софтуер с незначителни промени в системата за управление.

Нека разгледаме накратко принципите на прилагане на тези методи. ШИМ се основава на промяна в работния цикъл γ= TИ / T н, Където Tи - продължителност на импулса; T н- периодът на неговото формиране. Обикновено тези количества, както и позицията на импулса върху периодичния интервал T нса постоянни в стационарни условия. Резултатите от ШИМ се определят като интегрални средни стойности. В този случай детерминистичните стойности на t и и, включително позицията на импулса, определят неблагоприятния спектрален състав на модулираните параметри. Ако на тези величини се придаде произволен характер, като същевременно се поддържа дадена стойност на γ, тогава процесите стават стохастични и спектралният състав на модулираните параметри се променя. Например, такъв произволен характер може да бъде даден на позицията на импулса Tи на интервала от период T n или осигуряват стохастична промяна на последния. За целта може да се използва генератор на произволни числа, който влияе на главния генератор на честотата на модулация f н =1/T н. По подобен начин можете да промените позицията на импулса през интервала T нс математическо очакване равно на нула. Осреднената интегрална стойност γ трябва да остане на нивото, определено от системата за управление, в резултат на което спектралният състав на висшите хармоници в модулираните напрежения и токове ще бъде изравнен.

Въпроси за самоконтрол

1. Избройте основните методи на ШИМ за осигуряване на синусоидален ток или напрежение.

2. Каква е разликата между униполярна и биполярна модулация на напрежение?

3. Избройте основните параметри на ШИМ.

4. За каква цел се използва ШИМ със стохастични процеси?