PWM a PWM - co to je? Co je PWM digitální pulzně šířková modulace
Živý deník
Facebook
CvrlikáníU PWM se podle znaménka analogového modelovacího signálu b(t) (obrázek A) mění šířka (doba trvání pulsu (c)) pomocné nosné, zatímco jejich amplituda a opakovací frekvence jsou konstantní.
PWM se někdy nazývá dlouhá pulzní modulace (CPM).
Existují JEDNOSMĚRNÉ a DOUBLE-WAY PWM.
U jednosměrného PWM dochází ke změně šířky pulzu pouze v důsledku posunutí mezní hodnoty pulzu (PWM-1) (obrázek B)
A s oboustranným řezem a přední částí pulzního PWM-2 (obrázek D)
Nejpoužívanější je PWM-1
A budeme předpokládat, že modelovací signál
mění se podle harmonického zákona, podle kterého
Šířka pulzu je:
Kde 
-odchylka trvání pulsu
Nahrazení této hodnoty 
na předchozí
vyjádřením získáme spektrální signál PWM signálu.
Nejpohodlnější je implementovat modulátor signálu PWM na integrované obvody (IC)
Na vstup 2 je přivedena pulzní subnosná
Na vstupu 5 – analogový modelovací signál b(t)
PWM demodulátory jsou nejčastěji dolnopropustné filtry
27. Pulzní fázová modulace. Modulátory signálu FIm.
U PIM se podle zákona simulovaného analogového signálu b(t) mění pouze dočasná poloha pomocných nosných obrazových impulsů a jejich amplituda a trvání zůstávají nezměněny.
Pokud rozlišíte signál PWM v čase, získáte kladné a záporné impulsy.
Kladný puls odpovídá hraně PWM signálu a záporný puls odpovídá jeho cutoff.
U jednosměrné PWM jsou kladné pulsy stacionární a záporné pulsy jsou posunuty úměrně k modelovacímu signálu b(t) podél časové osy.
Stacionární impulsy lze eliminovat pomocí celovlnného usměrňovače s aktivní zátěží a zbývající impulsy jsou signály PPM.
Modulátor signálu PPM se v tomto případě skládá z PWM modulátoru, na jehož výstup je připojeno dálkové ovládání rozlišovacího zařízení a půlvlnný usměrňovač OB. (viz obrázek)
Analytické vyjádření signálu PIM má tvar:
- pulzní amplituda
-funkce popisující obálku měřicího impulsu.
- subviace dočasné polohy měřicího impulsu
- význam přenášené zprávy v daném okamžiku 
Frekvenční spektrum signálů PIM je obtížné analyticky znázornit
Přibližná hodnota pro amplitudu přenášeného harmonického signálu ve spektru PPM je:
Kde 
- frekvence zpráv
- trvání pulsu
Amplituda přenášeného signálu ve spektru PIM je velmi malá (mnohem menší než ve spektrech PIM a PWM a je funkcí modelovací frekvence 
, tedy zkreslené).
Proto je demodulace PPM signálů pomocí dolnopropustných filtrů přímo nemožná.
Jsou převedeny na signály AIM nebo PWM.
28. Pulzní frekvenční modulace. Detektory signálu Chim.
Detektor může být vyroben podle obvodu
Kde F-kanálový filtr; JSC-omezovač amplitudy; DC-rozdíl. řetěz; Dálný východ-celovlnný usměrňovač s aktivní zátěží; OB- jeden výstřel; D-detektor se zdvojnásobením napětí; LPF-dolnopropustný filtr.
Činnost detektoru je vysvětlena pomocí časových diagramů.
Po průchodu úzkopásmovými obvody komunikačního kanálu se signál PFM stává podobným analogovému signálu FM. U AO bloku je amplituda na obou stranách hluboce omezena, takže na jeho výstupu jsou identické pravoúhlé pulsy různých opakovacích frekvencí a trvání. V stejnosměrném bloku jsou tyto pulsy časově rozlišeny, v důsledku čehož na jeho výstupu UDC (t) představuje fronty a řezy. Ty jsou velmi úzké multipolární pulsy, které se v LW bloku převádějí na unipolární Udv(t), čímž se zdvojnásobuje opakovací frekvence. V bloku OB se tvoří identické obdélníkové impulsy stejné délky, ale různé opakovací frekvence, které jsou přiváděny na vstup bloku D. Schéma bloku D:
Na výstupu obvodu je přenášen analogový signál Ud(t). V některých případech je blok OB vyloučen. Vysoká stabilita parametrů tohoto detektoru vedla k jeho širokému použití i pro analogové FM signály.
Pulzní šířková modulace spočívá ve změně šířky (doby trvání) pulsů, které následují za sebou při konstantní frekvenci. Pulse-width modulation (PWM) - aproximace požadovaného signálu (víceúrovňový nebo spojitý) se skutečným binárním signálem (se dvěma úrovněmi - zapnuto/vypnuto), takže v průměru za určité časové období jsou jejich hodnoty stejné . Hlavním regulačním faktorem je relativní doba trvání impulsů nebo pracovní cyklus
,kde T je perioda opakování pulzu. U PWM s jedním koncem je referenční napětí periodické kmitání pilových zubů. V tomto případě se modulace provádí změnou polohy pouze jedné pulzní hrany. Pro obousměrné PWM je vyžadováno trojúhelníkové (nejlépe rovnostranné) referenční napětí. Oboustranné PWM má vyšší výkon než jednostranné PWM, proto se používá častěji. Pokud je vstupní signál bipolární, musí se změnit polarita a průměrná hodnota výstupního napětí. V tomto případě jsou možné dva typy modulace: multipolární PWM a unipolární PWM.
1. Formulace úkolu
V tomto kurzu je vyvinut modulátor šířky pulzu s následujícími parametry:
Tabulka 1. Obsah úlohy
2. Vypracování funkčního schématu zařízení
Podívejme se na funkční schéma a princip fungování zařízení. |
Obrázek 1 – Funkční schéma
Pro generování pulsů na dalším bloku - CLAY je potřeba generátor obdélníkových pulsů.
Na základě úlohy určíme, že referenční napětí by mělo být „trojúhelníky“. Na výstupu GLIN máme trojúhelníkové impulsy, což je stejné referenční napětí dodávané do komparátoru.
Komparátor je zařízení, jehož záporný vstup je napájen referenčním signálem ve tvaru trojúhelníků a kladný vstup je napájen modulovaným spojitým analogovým signálem.
Modulovaný signál je dle návodu sinusoida s frekvencí 200 Hz.
Také podle návodu by amplituda výstupních signálů měla být 10V. Požadovanou amplitudu zajišťuje elektronický klíč.
3. Funkční bloky
3.1 Generátor čtvercových impulsů
Křemenný oscilátor je generátor kmitů syntetizovaný křemenným rezonátorem, který je součástí generátoru. Obvykle má nízký výstupní výkon.
Vnější napětí na křemenné desce způsobuje její deformaci. A to zase vede ke vzniku nábojů na povrchu křemene (piezoelektrický efekt). V důsledku toho jsou mechanické vibrace křemenné desky doprovázeny synchronními vibracemi elektrického náboje na jejím povrchu a naopak.
Aby byla zajištěna komunikace mezi rezonátorem a zbytkem prvků obvodu, jsou elektrody aplikovány přímo na křemen, nebo je mezi desky kondenzátoru umístěna křemenná deska.
Používáme Pierce Generator. Obvod používá minimum součástek: jeden digitální invertor, jeden rezistor, dva kondenzátory a křemenný krystal, který funguje jako vysoce selektivní filtrační prvek.
Generátor s RC obvodem pro nastavení frekvence, jeho princip činnosti je založen na procesu nabíjení a vybíjení kondenzátoru C přes rezistor R. Přes tento rezistor se OOS provádí stejnosměrným proudem a přes kondenzátor-POS střídavým proudem .
Druhý invertor v obvodu generátoru je navržen tak, aby zkrátil dobu trvání čel generovaného obdélníkového kmitání. To je nezbytné pro snížení vlivu následného obvodu na stabilitu kmitů hlavního oscilátoru a také pro spolehlivější provoz digitálních čítačů děliče kmitočtu.
Obrázek 2 – Blok 1. Obdélníkový generátor napětí
Obvod frekvenčního děliče na požadovanou frekvenci. K implementaci děliče budete potřebovat mikroobvod 561IE16.
3.2 Generátor napěťové rampy
Tento blok je trojúhelníkový generátor napětí. V současné době jsou k dispozici generátory s nízkým koeficientem nelinearity (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.
Běžné jsou zejména generátory založené na integrátoru řízeném pravoúhlým vstupním napěťovým impulsem. Prvky obvodu jsou napájecí zdroj, nabíjecí rezistor R 6, kondenzátor C3 a vybíjecí tranzistor VT1. Výstupní napětí generátoru je napětí na kondenzátoru, zesílené operačním zesilovačem. Operační zesilovač je pokryt zápornou (R 5 a R 9) a kladnou (rezistor R 10) zpětnou vazbou.
Obrázek 3 – HLÍNA
Generátor funguje následovně. V okamžiku, kdy je tranzistor VT1 s efektem pole uzavřen, je kondenzátor C3 nabíjen přes odpory R10 a R7. Jakmile přivedeme impuls na VT1, kondenzátor tohoto tranzistoru s efektem pole se vybije.
3.3 Srovnávač
Tento blok je komparátor, jehož podstatou je porovnat dva příchozí signály a získat na výstupu pulsy různé doby trvání. Na záporný vstup je přiveden referenční signál, tzn. "trojúhelníkové pulsy" a na kladném - modulovaný spojitý analogový signál samotný. Frekvence pulzů odpovídá frekvenci trojúhelníkových pulzů. Část periody, ve které je vstupní signál nad referenčním signálem, je na výstupu jedna a pod ním je nula.
Obrázek 4 - Komparátor
3.4 Elektronický klíč
Pro získání výstupních impulsů požadované amplitudy používáme tranzistor VT2 a prvek „NAND“ DD5. Rezistor R13 omezuje proud na vstup báze tranzistoru. Rezistor R15 je zátěž.
Obrázek 5 – Obvod elektronického klíče
4. Výpočtová část a výběr obvodových prvků
4.1 Výpočet pulzního generátoru
Obrázek 6 ukazuje generátor skládající se z aktivního prvku - invertoru - a pasivního prvku - křemenného rezonátoru.
Obrázek 6 – Krystalový oscilátor
Místo jednoho měniče můžete nainstalovat libovolný lichý počet měničů.
Obrázek 7 – Ekvivalentní ekvivalentní obvod
Ekvivalentní obvod křemenného rezonátoru je znázorněn na obrázku 7.
Pierceův generátor je jedním z nejoblíbenějších obvodů. Je základem téměř všech generátorů na jednom ventilu. Quartz se chová jako velká indukčnost, protože je zapojen paralelně. Roli zátěže na výstupu rezonátoru hrají kondenzátory C1 a C2. Kondenzátory C1 a C2 hrají roli zatěžovací kapacity křemenného rezonátoru.
Jako rezonátor volíme quartzový rezonátor: KX-49 jehož jmenovitá frekvence je 2,4576 MHz. V tabulce 2 jsou uvedeny parametry křemenného rezonátoru.
Tabulka 2 Parametry KX-49
| S L | R 1 | C 0 | F |
| 30 pF | 200 ohmů | 7pF | 2,4576 MHz |
Rezistor R1 je navržen tak, aby automaticky spustil generátor po zapnutí napájení. Stejný prvek určuje zesílení invertoru a čím větší je toto zesílení, tím více obdélníkových kmitů se vytvoří na jeho výstupu a to zase povede ke snížení proudu spotřebovaného křemenným oscilátorem. Zvolme hodnotu rezistoru R1 rovnou 1Mohm.
Rezistor R2 zvyšuje impedanci obvodu tak, že spolu s kondenzátorem C2 zvyšuje fázový posun. To je nezbytné, aby generátor pracoval na požadované frekvenci, a ne na vyšší. Rezistor také izoluje výstup invertoru od obvodu rezonátoru a tím udržuje obdélníkový tvar impulsu. Hodnota odporu by měla být přibližně rovna zatěžovací impedanci Z L, kterou lze vypočítat pomocí daného vzorce:
Do čítače IE16 jsou přiváděny impulsy o frekvenci f = 2,4576 MHz, z Q7 výstupu čítače přijímáme impulsy s frekvencí f/ 256 = 9,6 kHz.
4.2 Výpočet lineárního generátoru napětí
Obvod na obrázku 5 je zvolen jako lineárně se měnící generátor napětí.
Uvažovaný GLIN je vyroben na bázi napěťového integrátoru (DD2, RC obvod, napájecí zdroj U1), řízený čtvercovým pulzním generátorem a napájecím zdrojem U1. Když je tranzistor vypnutý, protéká jím neřízený (počáteční) odtokový proud. Při otevřeném tranzistoru musí být proud tranzistorem určen hodnotou zatěžovacího odporu a napájecího napětí.
Metoda pulzně šířkové modulace (PWM) je jedna z nejúčinnějších z hlediska zlepšení kvality výstupního napětí AU. Hlavní myšlenkou metody je, že křivka výstupního napětí je vytvořena ve formě série vysokofrekvenčních pulzů, jejichž trvání se mění (moduluje) podle určitého zákona, ve většině případů sinusového. Frekvence opakování pulzů se nazývá nosná (neboli hodinová) frekvence a frekvence, se kterou se mění doba trvání pulzu, se nazývá modulační frekvence. Protože nosná frekvence je obvykle výrazně vyšší než modulační frekvence, harmonické, které jsou násobky nosné frekvence a jsou přítomny ve spektru výstupního napětí, jsou relativně snadno potlačeny pomocí vhodného filtru.
V současné době je známo poměrně dost typů PWM, klasifikovaných podle různých kritérií. Například na základě typu výstupních napěťových impulsů se modulace rozlišuje na unipolární a bipolární. Nejjednodušším příkladem bipolární modulace jsou procesy realizované v jednofázovém polomůstkovém invertorovém obvodu (obr. 4.9). Řídicí impulsy přiváděné do bází výkonových tranzistorů, jak je znázorněno na obrázku 4.9(b), jsou tvořeny porovnáním modulačního, nízkofrekvenčního napětí s pilovým referenčním napětím, jehož frekvence je nosnou frekvencí.
Předpokládejme, že řídicí systém je organizován tak, že pokud je okamžitá hodnota referenčního napětí větší než hodnota modulačního napětí, sepne se tranzistor VT2 a na zátěži se vytvoří impuls kladné polarity, jak je znázorněno na obrázku 4.9(c). Pokud tedy referenční napětí klesne pod modulační napětí, tranzistor VT2 se vypne a tranzistor VT1 se zapne, což vede ke změně polarity napětí na zátěži. Při aktivní indukční povaze zátěže se polarita výstupního napětí mění v důsledku zahrnutí reverzní diody VD1, přes kterou je proud zátěže uzavřen, podporovaný indukčním emf L.
Při změně modulačního napětí se mění doba trvání kladných a záporných výstupních napěťových impulsů a podle toho se mění i průměrná hodnota napětí za dobu nosné frekvence.
Kombinace těchto průměrných hodnot výstupního napětí tvoří hladkou složku, jejíž tvar je dán modulačním signálem. Hlavní nevýhodou bipolární modulace je velká amplituda první harmonické nosné frekvence.
Při unipolární modulaci, jak je znázorněno na obrázku 4.10, se v křivce výstupního napětí během jedné půlvlny modulačního signálu tvoří impulsy pouze jedné polarity a místo napěťových impulsů opačné polarity interval s nulovým napětím (nula). police) se tvoří. V tomto případě, když se změní doba trvání napěťových impulsů, změní se odpovídajícím způsobem doba trvání nulové police, takže perioda nosné frekvence zůstane konstantní.
Unipolární modulaci lze realizovat v jednofázovém můstkovém obvodu AIN za předpokladu, že jeden pár výkonových tranzistorů, např. VT1 a VT4, spíná s frekvencí modulačního signálu, v momentech atd., a druhý pár tranzistorů přepíná s nosnou frekvencí. Doba trvání řídicích impulsů je tvořena stejným způsobem jako v předchozím případě v důsledku porovnání referenčního napětí a modulačního signálu. Vytvoření pulsu na výstupu měniče, například s kladnou polaritou, je zajištěno současným zapnutím tranzistorů VT1 a VT2. Protože tranzistor VT2 spíná při vysoké frekvenci, když je vypnutý, tranzistor VT1 zůstává zapnutý, což vede k uzavření zatěžovacího proudu uloženého v indukčnosti přes tranzistor VT1 a diodu VD3. V tomto případě je napětí na výstupu měniče rovno součtu úbytků napětí na tranzistoru a diodě, tzn. blízko nule. Podobně se vytvoří nulová police, když se vytvoří negativní půlvlna hladké složky: když je tranzistor VT3 vypnutý, zatěžovací proud se uzavře přes tranzistor VT4 a diodu VD2. Polarita hladké složky výstupního napětí je tedy určena sepnutím tranzistorů VT1 nebo VT4 a vysokofrekvenční plnění a podle toho tvar hladké složky je určováno spínacími tranzistory VT2 nebo VT3.
Hlavní výhodou unipolární modulace oproti bipolární modulaci je snížení amplitud vysokofrekvenčních harmonických.
Je třeba poznamenat, že unipolární modulace není možná v některých obvodech, jako je například jednofázový polomůstek. V tomto případě je pro implementaci unipolární modulace nutné použít složitější obvody, například obvod znázorněný na obrázku 4.7.
Na základě způsobu tvorby trvání vysokofrekvenčních pulzů se rozlišuje několik typů pulzně šířkové modulace, z nichž nejběžnější jsou PWM prvního a druhého typu. U pulzně šířkové modulace prvního druhu (PWM-1) je doba trvání generovaného pulzu úměrná hodnotám modulačního signálu, zvoleným v určitých, předem určených okamžicích. Princip tvarování trvání pulsu pomocí PWM-1 je znázorněn na Obr. 4.11(a).
Princip tvarování trvání pulsu pomocí PWM-2 je znázorněn na Obr. 4.11(b). V tomto případě je doba trvání pulzu určena hodnotou modulačního signálu na konci pulzu.
Na základě způsobu změny doby trvání se rozlišuje jednosměrná a obousměrná modulace. Například na Obr. 4.9 ukazuje jeden-
modulace třetí strany, protože když se změní modulační signál, změní se okamžik, kdy je generována pouze zadní hrana impulsu. V souladu s tím na Obr. Obrázek 4.10 ukazuje příklad obousměrné modulace.
Poměr nosné frekvence k frekvenci modulačního signálu se nazývá násobek nosné frekvence. Násobnost může být buď celé číslo nebo zlomek a v obecném případě může být násobností také iracionální zlomek. Násobnost výrazně ovlivňuje spektrální složení výstupního napětí a při zlomkově-racionálních násobcích se ve spektru výstupního napětí objevují harmonické s frekvencí nižší, než je frekvence modulačního signálu. Takové harmonické se nazývají subharmonické a jejich amplitudy se zvyšují se snižujícím se faktorem nosné frekvence, což může vést k narušení normálního provozu měniče. Pro potlačení subharmonických by se měla zvýšit multiplicita nosné frekvence, ale to nevyhnutelně zvyšuje spínací ztráty ve výkonových zařízeních střídače.
Užitečná složka výstupního napětí je určena tvarem hladké složky, která zase závisí na tvaru modulačního signálu nebo, jak se běžně říká, na modulačním zákonu. V současnosti se nejčastěji používá modulace podle sinusového, lichoběžníkového nebo pravoúhlého zákona. Zejména způsob řízení šířky pulzu na nosné frekvenci diskutovaný výše není nic jiného než použití PWM podle pravoúhlého zákona.
- Zadní
- Vpřed
Náhodné zprávy
3.2. Algebraická kritéria stability
Jedno z prvních kritérií trvanlivosti určil profesor J. A. Vishnegradsky a uvedl jej ve svých dílech „O přímo působících regulátorech“ a „O nepřímo působících regulátorech“. Kritérium je formulováno pro procesy popsané diferenciálními rovnicemi třetího řádu, jejichž charakteristická rovnice je redukována do tvaru: .
Obrázek 3.4 - Diagram, který definuje oblast stability systémů popsaných rovnicemi 3. řádu. (Visnegradského diagram)
Zavedeme-li notaci a pak podle Vishnegradského, aby byl systém stabilní, je nutné, aby, popř. Na obrázku 3.4 je v souřadnicích X a Υ vynesena hyperbola ΧΥ =1, která udává mez stability systému. Čára mezi oblastmi odporu je obvykle šrafována, takže oblasti odporu lze vidět ze šrafování bez dalšího vysvětlení.
Na diagramu na obrázku 3.4 je zakreslena čára hranice aperiodicity, určená podmínkou s čelním bodem na hodnotách X = Υ = 3.
Višnegradského kritérium stability nastíněné výše je samostatným případem kritéria stability Routh-Hurwitz. Toto kritérium lze formulovat následovně ve formě navržené Hurwitzem: pokud je systém popsán lineární diferenciální rovnicí, jejíž charakteristická rovnice je:
pak aby byla stabilní, to znamená, aby všechny reálné kořeny a reálné části komplexních kořenů charakteristické rovnice byly záporné, je nutné a postačující, aby všechny koeficienty rovnice měly stejné znaménko a diagonální determinant je řádu n-1, skládá se z koeficientů rovnice a všechny její diagonální vedlejší by byly kladné:
Diagonální determinant se skládá takto:
Aby byl systém stabilní, je tedy nutné, aby všechny koeficienty měly stejné znaménko a všechny determinanty byly větší než 0.
Pořadí kompilace diagonálních minorů lze analyzovat pomocí příkladu rovnice pátého stupně:
Pak dostaneme:
Pro rovnici třetího řádu:
A také.
Všimněte si, že pro a máme podmínky stability Vyšegradského
Jak Višnegradského kritérium, tak kritérium Routh-Hurwitz určují stabilitu systému na základě koeficientů charakteristické rovnice a nazývají se algebraická kritéria stability. Podívejme se na několik příkladů výzkumu odporu pomocí Routh-Hurwitzova kritéria.
Příklad 1. Charakteristická rovnice soustavy
Pro tohle:
Stejně jako jsou všechny koeficienty této rovnice větší než nula, tak i determinanty jsou větší než nula – systém je stabilní.
Pulzní šířková modulace spočívá ve změně šířky (doby trvání) pulsů, které následují za sebou při konstantní frekvenci. Pulse-width modulation (PWM) - aproximace požadovaného signálu (víceúrovňový nebo spojitý) se skutečným binárním signálem (se dvěma úrovněmi - zapnuto/vypnuto), takže v průměru za určité časové období jsou jejich hodnoty stejné . Hlavním regulačním faktorem je relativní doba trvání impulsů nebo pracovní cyklus
kde T je perioda opakování pulzu. U PWM s jedním koncem je referenční napětí periodické kmitání pilových zubů. V tomto případě se modulace provádí změnou polohy pouze jedné pulzní hrany. Pro obousměrné PWM je vyžadováno trojúhelníkové (nejlépe rovnostranné) referenční napětí. Oboustranné PWM má vyšší výkon než jednostranné PWM, proto se používá častěji. Pokud je vstupní signál bipolární, musí se změnit polarita a průměrná hodnota výstupního napětí. V tomto případě jsou možné dva typy modulace: multipolární PWM a unipolární PWM.
1. Formulace úkolu
V tomto kurzu je vyvinut modulátor šířky pulzu s následujícími parametry:
Tabulka 1. Obsah úlohy
2. Vypracování funkčního schématu zařízení
Podívejme se na funkční schéma a princip fungování zařízení.
 |
Obrázek 1 – Funkční schéma
Pro generování pulsů na dalším bloku - CLAY je potřeba generátor obdélníkových pulsů.
Na základě úlohy určíme, že referenční napětí by mělo být „trojúhelníky“. Na výstupu GLIN máme trojúhelníkové impulsy, což je stejné referenční napětí dodávané do komparátoru.
Komparátor je zařízení, jehož záporný vstup je napájen referenčním signálem ve tvaru trojúhelníků a kladný vstup je napájen modulovaným spojitým analogovým signálem.
Modulovaný signál je dle návodu sinusoida s frekvencí 200 Hz.
Také podle návodu by amplituda výstupních signálů měla být 10V. Požadovanou amplitudu zajišťuje elektronický klíč.
3. Funkční bloky
3.1 Generátor čtvercových impulsů
Křemenný oscilátor je generátor kmitů syntetizovaný křemenným rezonátorem, který je součástí generátoru. Obvykle má nízký výstupní výkon.
Vnější napětí na křemenné desce způsobuje její deformaci. A to zase vede ke vzniku nábojů na povrchu křemene (piezoelektrický efekt). V důsledku toho jsou mechanické vibrace křemenné desky doprovázeny synchronními vibracemi elektrického náboje na jejím povrchu a naopak.
Aby byla zajištěna komunikace mezi rezonátorem a zbytkem prvků obvodu, jsou elektrody aplikovány přímo na křemen, nebo je mezi desky kondenzátoru umístěna křemenná deska.
Používáme Pierce Generator. Obvod používá minimum součástek: jeden digitální invertor, jeden rezistor, dva kondenzátory a křemenný krystal, který funguje jako vysoce selektivní filtrační prvek.
Generátor s RC obvodem pro nastavení frekvence, jeho princip činnosti je založen na procesu nabíjení a vybíjení kondenzátoru C přes rezistor R. Přes tento rezistor se OOS provádí stejnosměrným proudem a přes kondenzátor-POS střídavým proudem .
Druhý invertor v obvodu generátoru je navržen tak, aby zkrátil dobu trvání čel generovaného obdélníkového kmitání. To je nezbytné pro snížení vlivu následného obvodu na stabilitu kmitů hlavního oscilátoru a také pro spolehlivější provoz digitálních čítačů děliče kmitočtu.
Obrázek 2 – Blok 1. Obdélníkový generátor napětí
Obvod frekvenčního děliče na požadovanou frekvenci. K implementaci děliče budete potřebovat mikroobvod 561IE16.
3.2 Generátor napěťové rampy
Tento blok je trojúhelníkový generátor napětí. V současné době jsou k dispozici generátory s nízkým koeficientem nelinearity (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.
Běžné jsou zejména generátory založené na integrátoru řízeném pravoúhlým vstupním napěťovým impulsem. Prvky obvodu jsou napájecí zdroj, nabíjecí rezistor R 6, kondenzátor C3 a vybíjecí tranzistor VT1. Výstupní napětí generátoru je napětí na kondenzátoru, zesílené operačním zesilovačem. Operační zesilovač je pokryt zápornou (R 5 a R 9) a kladnou (rezistor R 10) zpětnou vazbou.
Obrázek 3 – HLÍNA
Generátor funguje následovně. V okamžiku, kdy je tranzistor VT1 s efektem pole uzavřen, je kondenzátor C3 nabíjen přes odpory R10 a R7. Jakmile přivedeme impuls na VT1, kondenzátor tohoto tranzistoru s efektem pole se vybije.
3.3 Srovnávač
Tento blok je komparátor, jehož podstatou je porovnat dva příchozí signály a získat na výstupu pulsy různé doby trvání. Na záporný vstup je přiveden referenční signál, tzn. "trojúhelníkové pulsy" a na kladném - modulovaný spojitý analogový signál samotný. Frekvence pulzů odpovídá frekvenci trojúhelníkových pulzů. Část periody, ve které je vstupní signál nad referenčním signálem, je na výstupu jedna a pod ním je nula.
Obrázek 4 - Komparátor
3.4 Elektronický klíč
Pro získání výstupních impulsů požadované amplitudy používáme tranzistor VT2 a prvek „NAND“ DD5. Rezistor R13 omezuje proud na vstup báze tranzistoru. Rezistor R15 je zátěž.
Obrázek 5 – Obvod elektronického klíče
4. Výpočtová část a výběr obvodových prvků
4.1 Výpočet pulzního generátoru
Obrázek 6 ukazuje generátor skládající se z aktivního prvku - invertoru - a pasivního prvku - křemenného rezonátoru.
Obrázek 6 – Krystalový oscilátor
Místo jednoho měniče můžete nainstalovat libovolný lichý počet měničů.
Obrázek 7 – Ekvivalentní ekvivalentní obvod
Ekvivalentní obvod křemenného rezonátoru je znázorněn na obrázku 7.
Pierceův generátor je jedním z nejoblíbenějších obvodů. Je základem téměř všech generátorů na jednom ventilu. Quartz se chová jako velká indukčnost, protože je zapojen paralelně. Roli zátěže na výstupu rezonátoru hrají kondenzátory C1 a C2. Kondenzátory C1 a C2 hrají roli zatěžovací kapacity křemenného rezonátoru.
Jako rezonátor volíme quartzový rezonátor: KX-49 jehož jmenovitá frekvence je 2,4576 MHz. V tabulce 2 jsou uvedeny parametry křemenného rezonátoru.
Tabulka 2 Parametry KX-49
| S L | R 1 | C 0 | F |
| 30 pF | 200 ohmů | 7pF | 2,4576 MHz |
Rezistor R1 je navržen tak, aby automaticky spustil generátor po zapnutí napájení. Stejný prvek určuje zesílení invertoru a čím větší je toto zesílení, tím více obdélníkových kmitů se vytvoří na jeho výstupu a to zase povede ke snížení proudu spotřebovaného křemenným oscilátorem. Zvolme hodnotu rezistoru R1 rovnou 1Mohm.
Rezistor R2 zvyšuje impedanci obvodu tak, že spolu s kondenzátorem C2 zvyšuje fázový posun. To je nezbytné, aby generátor pracoval na požadované frekvenci, a ne na vyšší. Rezistor také izoluje výstup invertoru od obvodu rezonátoru a tím udržuje obdélníkový tvar impulsu. Hodnota odporu by měla být přibližně rovna zatěžovací impedanci Z L, kterou lze vypočítat pomocí daného vzorce:
Do čítače IE16 jsou přiváděny impulsy o frekvenci f = 2,4576 MHz, z Q7 výstupu čítače přijímáme impulsy s frekvencí f/ 256 = 9,6 kHz.
4.2 Výpočet lineárního generátoru napětí
Obvod na obrázku 5 je zvolen jako lineárně se měnící generátor napětí.
Uvažovaný GLIN je vyroben na bázi napěťového integrátoru (DD2, RC obvod, napájecí zdroj U1), řízený čtvercovým pulzním generátorem a napájecím zdrojem U1. Když je tranzistor vypnutý, protéká jím neřízený (počáteční) odtokový proud. Při otevřeném tranzistoru musí být proud tranzistorem určen hodnotou zatěžovacího odporu a napájecího napětí.
Když lineárně se měnící napětí Uc(t) na výstupu integrátoru dosáhne hodnoty provozního napětí, je vyslán řídicí signál, pod jehož vlivem se otevře klíčový tranzistor VT1 a vybije kondenzátor. Proces se poté opakuje s tečkou:
Frekvenci nastavíme na 9,6 kHz.
Je vhodné volit minimální napětí Ucm, aby se eliminoval vliv rozptylu v parametrech použitých rezistorů na koeficient nelinearity generovaného napětí.
Maximální napětí na kondenzátoru souvisí se závislostí trvání
t
Vybereme U1 = 5V, U2 = 0V, pak Ucm = 5V.
Zvolíme R 6 = R 5 = 10 kOhm, pak C 3 = 96 nF.
Na základě následujícího najdeme R9.
Uout = 10 V, pak: R 9 = Ucmax*R 6 / Uout = 5*10000/10≈ 2 kOhm, vezměte nejbližší nominální hodnotu
R9 = R10 = 2 kOhm
140UD7 byl vybrán jako operační zesilovač DD3. Napájení ±10V.
4.3 Výběr komparátoru
521CA3 se používá jako komparátor DD4 pro zajištění stabilního provozu PWM.
Technické vlastnosti analogového komparátoru 521CA3
Analogový LM111
Vstupní proud ne více než 100 nA
Faktor zisku ne menší než 200 000
Zatěžovací proud až 50 mA
Napájení +5...+30 nebo ±3...±15 V
Oblasti použití
Detektory překročení nuly
Detektory přepětí
Modulátory šířky pulzu
Přesné usměrňovače
Analogově-digitální převodníky
Rezistor R12 v kombinaci s diodami D1 a D2 omezuje rozkmit vstupního signálu. Díky diodám omezíme kolísání vstupního napětí na hodnoty -12,6 V až +12,6 V, podmínkou je, že záporné vstupní napětí by nemělo dosahovat hodnoty průrazného napětí (např. u diody např. KD510A tato hodnota je - 50 V).
Tabulka 3 Parametry zvoleného tranzistoru
| název | U arr ,V | Já např. max, A | jsem arr. max, uA | Fd max, kHz |
| KD510A | 50 | 0.2 | 5 | 200000 |
4.4 Výpočet elektronického klíče
Jako klíč je vybráno následující schéma:
Obrázek 9 – Obvod elektronického klíče
Rn = 0,5 k Ohm, Uout = 10 V.
Ik=Uout/Rn=10/500=50mA
Pomocí referenční knihy hledáme tranzistor, který vydrží daný kolektorový proud (0,05A). Tranzistor KT315A udržuje konstantní proud až 0,1 A.
Z referenční knihy - h21e, pro KT315A
Uvažujeme proud báze Ib=Ik/h21e=0,05/30≈ 1,67 mA, do báze musí být přiveden proud minimálně 167 μA.
R14 – přizpůsobovací odpor mezi komparátorem DD3 a tranzistorem VT2. Zvolme R16 = 200 Ohm.
Rout =R 15 =500 Ohm dle návodu, vyberte 510 Ohm ze série. na výstupu musíte získat 10 V, poté vypočítat hodnotu rezistoru R 14
(napájení U -U výstup)/R 14 =U výstup/R 15,
odkud R 14 = 2R 15 /10 = 102 Ohm, ze standardní řady vybereme jmenovitou hodnotu 100 Ohm. Ztrátový výkon 10V*1,25mA≈0,0125W
Tabulka 4. Parametry vybraného tranzistoru KT315A
5. Simulace obvodu
Výstupní signál z generátoru trojúhelníkových impulzů:
Výstupní signál z generátoru obdélníkových vln:
Simulovaný signál:
Proces modulace:
Výstupní období:
Nejkratší doba trvání pulzu:
Doba trvání by měla být 5,12 µs. Z grafu vyplývá, že je to 5,56 μs.
Nejdelší trvání pulzu:
Doba trvání pulzu by měla být 97,37 µs. Z grafu vyplývá, že se rovná 97,74 μs.
Závěr
V tomto kurzu jsme vyvinuli schéma zapojení a vypočítali obvod Pulse Width Modulator. Na vstup PWM zařízení je přivedena sinusoida s frekvencí dle specifikace - 200 Hz, na výstupu máme převedený PWM signál, jehož amplituda je 10 V. Rozsah změn relativní doby trvání výstupní impulsy tohoto PWM jsou - 0,05 ÷ 0,95. Vyvinutý modulátor šířky pulzu je poměrně jednoduchý. Obvod byl simulován pomocí balíčku CircuitMaker.
Seznam použité literatury
1. Altshuller G.B., Elfimov N.N., Shakulin V.G. Křemenné rezonátory: referenční příručka. M.: Radio and Communications, 1984.-232 s., ill.
2. Horwitz P., Hill W. The Art of Circuit Design: Trans. z angličtiny – Ed. šestý. M.: Mir, 2001.
3. Přednáškový kurz ECiMS (vyučující I.B. Andreev).
4. Digitální mikroobvody CMOS, referenční kniha, Partala O.N. – St. Petersburg: Science and Technology, 2001. - 400 stran s ilustracemi.
5. L. Labutin, Křemenné rezonátory. - Rozhlas, 1975, č. 3.
6. Obdélníkové pulzní generátory založené na čipech CMOS. V. Strizhov, Circuitry, 2000, č. 2, s. 28
7. Zabrodin Yu.S., Průmyslová elektronika: učebnice pro vysoké školy. - M.: Vyšší. Škola, 1982. – 496 s., ill.
8. Pulsně šířková modulace v měničích
8.1. Obecná informace
Principy pulzního řízení a modulace jsou diskutovány v kapitole. 4 na příkladu jednoduchého obvodu stejnosměrného regulátoru. Zároveň jsou uvedeny definice hlavních typů pulzní modulace používaných v teorii lineárních pulzních systémů, které odpovídají praxi řízení pulzních DC měničů.
Pulsně-šířková modulace napětí nebo proudů ve střídavých měničích má však ve výkonové elektronice poněkud odlišnou definici, s přihlédnutím k vlastnostem PWM při řešení problémů přeměny elektřiny pomocí střídavého proudu. Jak je definováno v IEC 551-16-30, pulzní šířková modulace je pulzní řízení, ve kterém šířka nebo frekvence pulzů nebo obojí jsou modulovány v periodě základní frekvence, aby se vytvořil specifický tvar vlny výstupního napětí. Ve většině případů se PWM provádí za účelem zajištění sinusoidy napětí nebo proudu, tj. snížení úrovně vyšších harmonických vzhledem k hlavní (první) harmonické, a nazývá se sinusový. Existují následující hlavní metody pro zajištění sinusoidy: analogová PWM a její modifikace; selektivní (selektivní) potlačení vyšších harmonických; hystereze nebo delta modulace;
prostorová vektorová modulace.
Klasická verze uspořádání analogového sinusového PWM spočívá ve změně šířky pulzů, které tvoří výstupní napětí (proud) porovnáním napěťového signálu daného tvaru, nazývaného referenční nebo referenční, s trojúhelníkovým napěťovým signálem s vyšší frekvencí. a volal nosný signál. Referenční signál je modulační a určuje požadovaný tvar výstupního napětí (proudu). Existuje mnoho modifikací této metody, ve které jsou modulační signály reprezentovány speciálními funkcemi jinými než sinusovka. Poznámky k přednášce budou diskutovat o několika základních obvodech vysvětlujících tyto metody PWM.
Metoda selektivního potlačení vyšších harmonických je v současnosti úspěšně implementována pomocí softwarových mikroprocesorových regulátorů. Hysterezní modulace je založena na principech reléového „sledování“ referenčního signálu, například sinusového průběhu. Tato metoda ve svém nejjednodušším technickém provedení kombinuje principy PWM a PFM (pulzní frekvenční modulace). Pomocí speciálních obvodových opatření je však možné modulační frekvenci stabilizovat nebo omezit rozsah její změny.
Metoda prostorové vektorové modulace je založena na převodu třífázového napěťového systému na dvoufázový a získání zobecněného prostorového vektoru. Velikost tohoto vektoru se vypočítává v okamžicích určených základními a modulačními frekvencemi. Je považován za velmi slibný pro řízení třífázových měničů, zejména při použití v elektrických pohonech. Zároveň je v mnoha ohledech podobný tradičnímu sinusovému PWM.
Řídicí systémy založené na PWM umožňují nejen poskytovat sinusový tvar průměrných hodnot základní harmonické napětí nebo proudu, ale také řídit hodnoty její amplitudy, frekvence a fáze. Protože v těchto případech měnič využívá plně řízené spínače, je možné realizovat provoz střídavých (DC) měničů společně se střídavou sítí ve všech čtyřech kvadrantech v usměrňovacím i invertujícím režimu s libovolnou danou hodnotou účiníku základní harmonické cosφ. v rozsahu od -1 do 1. S rostoucí nosnou frekvencí se navíc rozšiřují možnosti reprodukce proudu a napětí daného tvaru na výstupu měničů. To umožňuje vytvářet aktivní filtry pro potlačení vyšších harmonických.
Hlavní definice použité v další prezentaci zvážíme na příkladu aplikace první metody v jednofázovém polomůstkovém obvodu napěťového měniče (obr. 8.1, Obr. A). V tomto podmíněném diagramu klíče S1 A S2 jsou představovány plně řízenými spínacími prvky, doplněnými diodami zapojenými do série a paralelně k nim. Sériové diody odrážejí jednosměrnou vodivost spínačů (například tranzistorů nebo tyristorů) a paralelní diody zajišťují vedení zpětných proudů s aktivní indukční zátěží.
Referenční diagramy, modulační u M(θ) a nosič u H (θ) signály jsou znázorněny na Obr. 8.1, b. Tvorba klíčových řídicích impulsů S 1 a S 2 se provádí podle následujícího principu. Na u M (6) > u H(θ) klíč S 1 svítí, a S 2 vypnut. Na u M(θ)< u Stavy klíče H (θ) jsou obrácené: S 2 - na, a S 1 - vypnuto. Na výstupu měniče je tedy generováno napětí ve formě dvou polárních impulsů. V reálných obvodech k odstranění současného vedení spínačů S 1 a S 2, mezi okamžiky generování signálů pro zapnutí těchto kláves by mělo být zajištěno určité zpoždění. Je zřejmé, že šířka pulzu závisí na poměru amplitud signálu u M(6) a u H(8). Parametr charakterizující tento vztah se nazývá index amplitudové modulace a je určen vzorcem (8.1):
, (8.1.)
Kde U M m a U H m - maximální hodnoty modulačního signálu u M(θ) a nosný signál u H(6), v tomto pořadí.
Rýže. 8.1. Jednofázový polomůstkový napěťový střídač: A- schéma; b– diagramy napětí pro pulzní modulaci
Nosná frekvence u H(θ) se rovná spínací frekvenci F H klíče S 1 a S 2 a obvykle výrazně převyšuje frekvenci modulačního signálu F M. Frekvenční poměr F Ruka F M je důležitým ukazatelem účinnosti modulačního procesu a nazývá se index frekvenční modulace, který je určen vzorcem (8.2):
Při malých hodnotách M F signály u M(6) a u H(θ) musí být synchronizováno, aby se zabránilo nežádoucím subharmonickým. B jako maximální hodnota Můj, který určuje potřebu synchronizace M F = 21. Je zřejmé, že se synchronizovanými signály koeficient M F je konstantní hodnota.
Ze schématu na Obr. 8.1 je vidět, že amplituda první harmonické výstupního napětí U am 1 lze s ohledem na (8.1) předložit v následující podobě (8.3):
(8.3)
Podle (8.3) at M a = 1 amplituda první harmonické výstupního napětí je rovna výšce půlvlnného obdélníku U d/2. Charakteristická závislost relativní hodnoty první harmonické výstupního napětí na hodnotě M a je na Obr. 8.2, ze kterého je zřejmé, že změna M a od 0 do 1 lineárně a závisí na amplitudě U jsem 1. Mezní hodnota M a je určeno principem uvažovaného typu modulace, podle kterého je maximální hodnota U am 1 je omezena výškou půlvlny obdélníkového tvaru, rovna U d/2. S dalším zvýšením koeficientu M modulace vede k nelineárnímu zvýšení amplitudy U am 1 na maximální hodnotu určenou vytvořením obdélníkového napětí na výstupu měniče, které následně zůstává nezměněno.
Rozšířením pravoúhlé funkce do Fourierovy řady získáte maximální hodnotu (8.4):
(8.4)
Tato hodnota je omezena hodnotou indexu M a, měnící se v rozsahu od 0 do přibližně 3. Je zřejmé, že funkce v intervalu a-b hodnot od 1 do 3,2 je nelineární (obr. 8.2). Provozní režim v této části se nazývá nadmodulace.
Význam M F určeno volbou frekvence nosného signálu u H (θ) a výrazně ovlivňuje technické vlastnosti měniče. S rostoucí frekvencí rostou spínací ztráty ve výkonových spínačích měničů, ale zároveň se zlepšuje spektrální složení výstupního napětí a zjednodušuje se řešení problému filtrace vyšších harmonických způsobených procesem modulace. Důležitý faktor při výběru hodnoty F H je v mnoha případech potřeba zajistit jeho hodnotu v audio frekvenčním rozsahu větším než 20 kHz. Při výběru F H měli byste také vzít v úvahu úroveň provozních napětí měniče, jeho výkon a další parametry.
Rýže. 8.2. Závislost relativní hodnoty amplitudy základní harmonické výstupního napětí na indexu amplitudové modulace pro jednofázový polomůstkový obvod.
Obecným trendem je zde nárůst hodnot M F nízkovýkonové a nízkonapěťové měniče a naopak. Takže výběr M F je problém multikriteriální optimalizace.
Pulzní modulace se stochastickým procesem. Použití PWM v měničích je spojeno s výskytem vyšších harmonických v modulovaných napětích a proudech. Navíc ve spektrálním složení těchto parametrů se nejvýznamnější harmonické vyskytují na frekvencích, které jsou násobky indexu frekvenční modulace. M F a harmonické s klesajícími amplitudami seskupené kolem nich na vedlejších frekvencích. Vyšší harmonické mohou způsobit následující hlavní problémy:
výskyt akustického hluku;
zhoršení elektromagnetické kompatibility (EMC) s jinými elektrickými zařízeními nebo systémy.
Hlavním zdrojem akustického šumu jsou elektromagnetické součástky (tlumivky a transformátory), které jsou vystaveny proudu a napětí obsahujícímu vyšší harmonické s frekvencemi v audio oblasti. Je třeba poznamenat, že šum se může objevit na určitých frekvencích, kde jsou vyšší harmonické. Faktory způsobující hluk, jako je magnetostrikce, ztěžují řešení problémů EMC. Problémy s EMC se mohou vyskytnout v širokém frekvenčním rozsahu v závislosti na citlivosti elektrických zařízení na EMI. Tradičně se pro snížení hladiny hluku používají konstrukční a technologická řešení a pro zajištění EMC se používají pasivní filtry.
Jako slibný směr řešení těchto problémů jsou uvažovány metody spojené se změnou charakteru spektrálního složení modulovaných napětí a proudů. Podstatou těchto metod je vyrovnání frekvenčního spektra a snížení amplitudy výrazných harmonických v důsledku jejich stochastického rozložení v širokém frekvenčním rozsahu. Tato technika se někdy nazývá „rozmazání“ frekvenčního spektra. Koncentrace rušivé energie klesá na frekvencích, kde mohou mít harmonické maximální hodnoty. Implementace těchto metod není spojena s žádným dopadem na komponenty výkonové části měničů a je ve většině případů omezena softwarově s drobnými změnami řídicího systému.
Podívejme se stručně na principy implementace těchto metod. PWM je založeno na změně pracovního cyklu γ= t A / T n, Kde t a - trvání pulsu; T n- období jeho vzniku. Obvykle tyto veličiny, stejně jako poloha pulsu na intervalu periody T n jsou konstantní v podmínkách ustáleného stavu. Výsledky PWM jsou definovány jako integrální průměrné hodnoty. V tomto případě deterministické hodnoty t a včetně polohy pulzu určují nepříznivé spektrální složení modulovaných parametrů. Pokud tyto veličiny dostanou náhodný charakter při zachování dané hodnoty γ, pak se procesy stanou stochastickými a změní se spektrální složení modulovaných parametrů. Například takový náhodný znak lze dát pozici impulsu t a na intervalu periody Tn nebo poskytují stochastickou změnu v tomto druhém. K tomuto účelu lze použít generátor náhodných čísel, ovlivňující hlavní generátor modulační frekvence F n =1/T n. Podobným způsobem můžete změnit polohu pulzu během intervalu T n s matematickým očekáváním rovným nule. Zprůměrovaná integrální hodnota γ musí zůstat na úrovni stanovené řídicím systémem, v důsledku čehož dojde k vyrovnání spektrálního složení vyšších harmonických v modulovaných napětích a proudech.
Otázky pro sebeovládání
1. Uveďte hlavní metody PWM pro zajištění sinusového proudu nebo napětí.
2. Jaký je rozdíl mezi unipolární modulací napětí a bipolární?
3. Vyjmenujte hlavní parametry PWM.
4. K jakému účelu se používá PWM se stochastickými procesy?
- Výstava fotografií: tass otevírá archivy
- Stáhněte si CSS v34 z TheAmonDit Stáhněte si zdroj cs se skiny pro zbraně
- Minecraft ke stažení pro android verze 1
- Instalace a aktualizace firmwaru Huawei a Honor
- Terraria – nyní na iOS
- ID všech položek v Minecraftu Jaké je ID portálu do ender světa
- ID všech položek v minecraftu 1