PWM:llä analogisen mallinnussignaalin b(t) etumerkin (kuva A) mukaan apukantoaallon leveys (pulssin kesto (c)) muuttuu, kun niiden amplitudi ja toistotaajuus ovat vakioita.

PWM:ää kutsutaan joskus pitkäpulssimodulaatioksi (CPM).

On olemassa yksisuuntainen ja kaksisuuntainen PWM.

Yksisuuntaisessa PWM:ssä pulssin leveyden muutos tapahtuu vain pulssin katkaisun (PWM-1) siirtymisen vuoksi (kuva B)

Ja kaksipuoleisella leikkauksella ja pulssin etupuolella PWM-2 (kuva D)

Yleisimmin käytetty on PWM-1

Ja oletamme, että mallinnussignaali

muuttuu harmonisen lain mukaan, jonka mukaan

Pulssin leveys on:

Missä
- pulssin keston poikkeama

Korvaa tämä arvo edelliseen

lausekkeella saamme PWM-signaalin spektrisignaalin.

On kätevintä toteuttaa PWM-signaalimodulaattori integroiduissa piireissä (IC)

Pulssin apukantoaalto syötetään tuloon 2

Tulossa 5 – analoginen mallinnussignaali b(t)

PWM-demodulaattorit ovat useimmiten alipäästösuodattimia

27. Pulssivaihemodulaatio. FI-signaalimodulaattorit.

PPM:llä simuloidun analogisen signaalin b(t) lain mukaan vain apukantoaaltovideopulssien tilapäinen sijainti muuttuu ja niiden amplitudi ja kesto pysyvät ennallaan.

Jos erotat PWM-signaalin ajoissa, saat positiivisia ja negatiivisia pulsseja.

Positiivinen pulssi vastaa PWM-signaalin reunaa ja negatiivinen pulssi vastaa sen rajaa.

Yksisuuntaisessa PWM:ssä positiiviset pulssit ovat paikallaan, ja negatiiviset pulssit siirtyvät suhteessa mallinnussignaaliin b(t) aika-akselia pitkin.

Kiinteät pulssit voidaan eliminoida täysaaltotasasuuntaajalla aktiivisella kuormalla, ja loput pulssit ovat PPM-signaaleja.

PPM-signaalimodulaattori koostuu tässä tapauksessa PWM-modulaattorista, jonka lähtöön on kytketty erotuslaitteen kauko-ohjain ja puoliaaltotasasuuntaaja OB. (katso kuva)

PIM-signaalin analyyttinen ilmaisu on muotoa:

- pulssin amplitudi

-mittauspulssin verhokäyrää kuvaava toiminto.

- mittauspulssin tilapäisen sijainnin alentaminen

- lähetetyn viestin merkitys ajanhetkellä

PIM-signaalien taajuusspektriä on vaikea esittää analyyttisesti

Lähetetyn harmonisen signaalin amplitudin likimääräinen arvo PPM-spektrissä on:

Missä
- viestien taajuus

- pulssin kesto

Lähetetyn signaalin amplitudi PIM-spektrissä on hyvin pieni (paljon pienempi kuin PIM- ja PWM-spektreissä ja se on mallintamistaajuuden funktio
, eli vääristynyt).

Siksi PPM-signaalien demodulointi alipäästösuodattimilla on suoraan mahdotonta.

Ne muunnetaan AIM- tai PWM-signaaleiksi.

28. Pulssitaajuusmodulaatio. Chim signaalin ilmaisimet.

Ilmaisin voidaan valmistaa piirin mukaan

Missä F-kanavasuodatin; JSC-amplitudin rajoitin; DC-ero. ketju; Kaukoitä-täysaaltotasasuuntaaja aktiivisella kuormalla; OB- yksi laukaus; D-ilmaisin jännitteen kaksinkertaisella; LPF-alipäästösuodatin.

Ilmaisimen toiminta selitetään ajoituskaavioiden avulla.

Kun PFM-signaali on kulkenut viestintäkanavan kapeakaistaisten piirien läpi, siitä tulee analogisen FM-signaalin kaltainen. AO-lohko rajoittaa sen amplitudiltaan syvästi molemmilta puolilta niin, että sen lähdössä on identtisiä suorakaiteen muotoisia pulsseja, joilla on eri toistotiheys ja -kesto. DC-lohkossa nämä pulssit eriytyvät ajallisesti, minkä seurauksena sen lähdössä UDC (t) edustaa fronteja ja leikkauksia. Jälkimmäiset ovat hyvin kapeita moninapaisia ​​pulsseja, jotka LW-lohkossa muunnetaan yksinapaisiksi Udv(t), jolloin toistotaajuus kaksinkertaistuu. OB-lohkossa muodostetaan identtisiä samanpituisia, mutta eri toistotiheyksiä olevia suorakaiteen muotoisia pulsseja, jotka syötetään lohkon D sisäänmenoon. Lohkon D kaavio:

Piirin lähdössä lähetetään analoginen signaali Ud(t). Joissakin tapauksissa OB-lohko suljetaan pois. Tämän ilmaisimen parametrien korkea stabiilisuus on johtanut sen laajaan käyttöön jopa analogisissa FM-signaaleissa.

Pulssinleveysmodulaatio koostuu toisiaan seuraavien pulssien leveyden (keston) muuttamisesta vakiotaajuudella. Pulssinleveysmodulaatio (PWM) - halutun signaalin (monitasoinen tai jatkuva) approksimaatio todellisella binäärisignaalilla (kaksi tasoa - päälle/pois), niin että niiden arvot ovat keskimäärin tietyn ajan kuluessa samat . Pääsäätelytekijä on pulssien suhteellinen kesto tai toimintajakso

,

missä T on pulssin toistojakso. Yksipäisellä PWM:llä vertailujännite on jaksollinen sahanhammasvärähtely. Tässä tapauksessa modulointi suoritetaan muuttamalla vain yhden pulssin reunan sijaintia. Kaksisuuntaista PWM:ää varten tarvitaan kolmion muotoinen (mieluiten tasasivuinen) vertailujännite. Kaksipuolisella PWM:llä on parempi suorituskyky kuin yksipuolisella PWM:llä, joten sitä käytetään useammin. Jos tulosignaali on bipolaarinen, lähtöjännitteen napaisuuden ja keskiarvon on muututtava. Tässä tapauksessa kahden tyyppinen modulaatio on mahdollista: moninapainen PWM ja unipolaarinen PWM.

1. Tehtävän muotoilu

Tässä kurssityössä kehitetään pulssinleveysmodulaattori, jolla on seuraavat parametrit:

Taulukko 1. Tehtävän sisältö

2. Laitteen toimintakaavion kehittäminen

Tarkastellaan laitteen toimintakaaviota ja toimintaperiaatetta.

Kuva 1 – Toimintakaavio

Suorakaiteen muotoista pulssigeneraattoria tarvitaan pulssien generoimiseksi seuraavassa lohkossa - CLAY.

Tehtävän perusteella päätämme, että referenssijännitteen tulee olla "kolmioita". GLINin lähdössä meillä on kolmiopulsseja, jotka ovat sama vertailujännite, joka syötetään vertailulaitteeseen.

Komparaattori on laite, jonka negatiiviseen tuloon syötetään kolmioiden muodossa oleva vertailusignaali ja positiiviseen tuloon moduloitu jatkuva analoginen signaali.

Ohjeiden mukaan moduloitu signaali on sinimuotoinen, jonka taajuus on 200 Hz.

Myös ohjeiden mukaan lähtösignaalien amplitudin tulee olla 10V. Tarvittava amplitudi saadaan elektronisella avaimella.

3. Toimintolohkot

3.1 Neliöpulssigeneraattori

Kvartsioskillaattori on värähtelyjen generaattori, jonka syntetisoi kvartsiresonaattori, joka on osa generaattoria. Yleensä siinä on alhainen teho.

Kvartsilevyn ulkoinen jännitys aiheuttaa sen muodonmuutoksen. Ja tämä puolestaan ​​​​johtaa varausten ilmestymiseen kvartsin pinnalle (pietsosähköinen vaikutus). Tämän seurauksena kvartsilevyn mekaanisiin värähtelyihin liittyy sen pinnalla olevan sähkövarauksen synkronisia värähtelyjä ja päinvastoin.

Resonaattorin ja muiden piirielementtien välisen tiedonsiirron varmistamiseksi elektrodit asetetaan suoraan kvartsiin tai kvartsilevy asetetaan kondensaattorin levyjen väliin.

Käytämme Pierce Generatoria. Piirissä käytetään vähintään komponentteja: yksi digitaalinen invertteri, yksi vastus, kaksi kondensaattoria ja kvartsikide, joka toimii erittäin selektiivisenä suodatinelementtinä.

Generaattori, jossa on RC-taajuudensäätöpiiri, sen toimintaperiaate perustuu prosessiin, jossa kondensaattori C ladataan ja puretaan vastuksen R kautta. Tämän vastuksen kautta OOS suoritetaan tasavirralla ja kondensaattori-POS:n kautta vaihtovirralla. .

Generaattoripiirin toinen invertteri on suunniteltu lyhentämään generoidun suorakaiteen muotoisen värähtelyn rintamien kestoa. Tämä on tarpeen seuraavan piirin vaikutuksen vähentämiseksi isäntäoskillaattorin värähtelyjen stabiilisuuteen sekä taajuudenjakajan digitaalisten laskurien luotettavamman toiminnan varmistamiseksi.

Kuva 2 – Lohko 1. Suorakulmainen jännitegeneraattori

Taajuudenjakajapiiri haluttuun taajuuteen. Jakajan toteuttamiseen tarvitset 561IE16-mikropiirin.

3.2 Jänniteramppigeneraattori

Tämä lohko on kolmion muotoinen jännitegeneraattori. Tällä hetkellä generaattorit, joilla on pieni epälineaarisuuskerroin (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

Erityisesti suorakaiteen muotoisella tulojännitepulssilla ohjattavaan integraattoriin perustuvat generaattorit ovat yleisiä. Piirin elementtejä ovat virtalähde, latausvastus R6, kondensaattori C3 ja purkaustransistori VT1. Generaattorin lähtöjännite on kondensaattorin yli oleva jännite, joka on vahvistettu operaatiovahvistimella. Operaatiovahvistin on peitetty negatiivisella (R 5 ja R 9) ja positiivisella (vastus R 10) takaisinkytkellä.

Kuva 3 – SAVI

Generaattori toimii seuraavasti. Kun kenttätransistori VT1 on kiinni, kondensaattori C3 latautuu vastusten R10 ja R7 kautta. Heti kun syötämme pulssin VT1:een, tämän kenttätransistorin kondensaattori purkautuu.

3.3 Vertailija

Tämä lohko on vertailija, jonka ydin on vertailla kahta saapuvaa signaalia ja saada eripituisia pulsseja lähdöstä. Negatiiviseen tuloon syötetään referenssisignaali, ts. "kolmiopulsseja" ja positiivisena - itse moduloitu jatkuva analoginen signaali. Pulssitaajuus vastaa kolmiopulssien taajuutta. Se osa jaksosta, jonka aikana tulosignaali on referenssisignaalin yläpuolella, on yksi lähdössä ja sen alapuolella on nolla.

Kuva 4 - Vertailija

3.4 Elektroninen avain

Vaaditun amplitudin lähtöpulssien saamiseksi käytämme transistoria VT2 ja NAND-elementtiä DD5. Vastus R13 rajoittaa virran transistorin kantatuloon. Vastus R15 on kuorma.

Kuva 5 – Elektroninen avainpiiri

4. Laskentaosa ja piirielementtien valinta

4.1 Pulssigeneraattorin laskenta

Kuvassa 6 on esitetty generaattori, joka koostuu aktiivisesta elementistä - invertteristä - ja passiivielementistä - kvartsiresonaattorista.

Kuva 6 – Kristallioskillaattori

Yhden invertterin sijasta voit asentaa minkä tahansa parittoman määrän inverttereitä.

Kuva 7 – Vastaava ekvivalenttipiiri

Kvartsiresonaattorin vastaava piiri on esitetty kuvassa 7.

Pierce-generaattori on yksi suosituimmista piireistä. Se on lähes kaikkien generaattoreiden perusta yhdessä venttiilissä. Kvartsi käyttäytyy kuin suuri induktanssi, koska se on kytketty rinnan. Resonaattorin ulostulon kuormituksen roolia ovat kondensaattorit C1 ja C2. Kondensaattorit C1 ja C2 toimivat kvartsiresonaattorin kuormakapasitanssina.

Valitsemme resonaattoriksi kvartsiresonaattorin: KX-49, jonka nimellistaajuus on 2,4576 MHz. Taulukossa 2 on esitetty kvartsiresonaattorin parametrit.

Taulukko 2 KX-49-parametrit

L:n kanssa	R 1	C 0	F
30pF	200 ohmia	7pF	2,4576 MHz

Vastus R1 on suunniteltu käynnistämään generaattori automaattisesti, kun virta kytketään. Sama elementti määrittää invertterin vahvistuksen, ja mitä suurempi tämä vahvistus on, sitä enemmän suorakaiteen muotoisia värähtelyjä muodostuu sen ulostuloon, mikä puolestaan ​​​​johtaa kvartsioskillaattorin kuluttaman virran pienenemiseen. Valitaan vastuksen R1 arvoksi 1 Mohm.

Vastus R2 lisää piirin impedanssia siten, että yhdessä kondensaattorin C2 kanssa se lisää vaihesiirtoa. Tämä on välttämätöntä, jotta generaattori toimii halutulla taajuudella, ei korkeammalla. Vastus myös eristää invertterin lähdön resonaattoripiiristä ja säilyttää siten suorakulmaisen pulssimuodon. Vastuksen arvon tulee olla suunnilleen yhtä suuri kuin kuormitusimpedanssi Z L, joka voidaan laskea annetulla kaavalla:

Pulssit taajuudella f = 2,4576 MHz syötetään laskuriin IE16, laskurin lähdön Q7:stä saamme pulsseja taajuudella f/ 256 = 9,6 kHz.

4.2 Lineaarisen jännitegeneraattorin laskenta

Kuvan 5 piiri on valittu lineaarisesti muuttuvaksi jännitegeneraattoriksi.

Tarkasteltavana oleva GLIN on tehty jänniteintegraattorin (DD2, RC-piiri, teholähde U1) pohjalta, jota ohjataan neliöpulssigeneraattorilla ja teholähteellä U1. Kun transistori sammutetaan, sen läpi kulkee hallitsematon (alku) tyhjennysvirta. Kun transistori on auki, transistorin läpi kulkeva virta on määritettävä kuormitusvastuksen ja syöttöjännitteen arvon perusteella.

Pulssinleveysmodulaatio (PWM) -menetelmä on yksi tehokkaimmista AU:n lähtöjännitteen laadun parantamisessa. Menetelmän pääidea on, että lähtöjännitekäyrä muodostetaan sarjana suurtaajuisia pulsseja, joiden kesto vaihtelee (moduloituu) tietyn lain mukaan, useimmiten sinimuotoisesti. Pulssin toistotaajuutta kutsutaan kantoaaltotaajuudella (tai kellotaajuudella) ja taajuutta, jolla pulssin kesto muuttuu, kutsutaan modulaatiotaajuudeksi. Koska kantoaaltotaajuus on tavallisesti huomattavasti suurempi kuin modulaatiotaajuus, yliaaltoja, jotka ovat kantoaaltotaajuuden kerrannaisia ​​ja jotka ovat läsnä lähtöjännitespektrissä, voidaan suhteellisen helposti vaimentaa käyttämällä sopivaa suodatinta.

Tällä hetkellä tunnetaan useita PWM-tyyppejä, jotka on luokiteltu eri kriteerien mukaan. Esimerkiksi lähtöjännitepulssien tyypin perusteella modulaatio erotetaan unipolaarisen ja bipolaarisen välillä. Yksinkertaisin esimerkki bipolaarisesta modulaatiosta on yksivaiheisessa puolisilta-invertteripiirissä toteutetut prosessit (kuva 4.9). Tehotransistorien kannoille syötetyt ohjauspulssit, kuten kuvassa 4.9(b) on esitetty, muodostetaan vertaamalla moduloivaa matalataajuista jännitettä sahahampaiseen referenssijännitteeseen, jonka taajuus on kantoaaltotaajuus.

Oletetaan, että ohjausjärjestelmä on järjestetty siten, että jos vertailujännitteen hetkellinen arvo on suurempi kuin moduloivan jännitteen arvo, niin transistori VT2 kytkeytyy päälle ja kuormaan muodostuu positiivisen polariteetin pulssi, kuten kuvassa 4.9(c). Vastaavasti, jos vertailujännite tulee pienemmäksi kuin moduloiva jännite, transistori VT2 kytkeytyy pois päältä ja transistori VT1 kytkeytyy päälle, mikä johtaa jännitteen polariteetin muutokseen kuorman yli. Kuorman aktiivi-induktiivisella luonteella lähtöjännitteen napaisuus muuttuu johtuen käänteisen diodin VD1 sisällyttämisestä, jonka läpi kuormitusvirta suljetaan induktiivisen emf L:n tukemana.

Moduloivan jännitteen muuttuessa positiivisten ja negatiivisten lähtöjännitepulssien kesto muuttuu, vastaavasti kantoaaltotaajuuden ajanjakson keskijännitearvo muuttuu.

Näiden lähtöjännitteen keskiarvojen yhdistelmä muodostaa tasaisen komponentin, jonka muodon määrää moduloiva signaali. Bipolaarisen modulaation suurin haittapuoli on kantoaaltotaajuuden ensimmäisen harmonisen suuri amplitudi.

Unipolaarisella modulaatiolla, kuten kuvassa 4.10 esitetään, lähtöjännitekäyrässä moduloivan signaalin yhden puoliaallon aikana muodostuu vain yhden polariteetin pulsseja ja vastakkaisen polariteetin jännitepulssien sijasta nollajännite (nolla) hylly) muodostuu. Tässä tapauksessa jännitepulssien keston muuttuessa nollahyllyn kesto muuttuu vastaavasti siten, että kantoaaltotaajuuden jakso pysyy vakiona.

Yksinapainen modulaatio voidaan toteuttaa yksivaiheisessa siltapiirissä AIN edellyttäen, että yksi tehotransistoreiden pari, esimerkiksi VT1 ja VT4, kytkeytyy modulaatiosignaalin taajuudella hetkillä jne. ja toinen transistorin pari. vaihtaa kantoaaltotaajuudella. Ohjauspulssien kesto muodostuu samalla tavalla kuin edellisessä tapauksessa vertailujännitteen ja moduloivan signaalin vertailun tuloksena. Pulssin muodostuminen invertterin lähtöön, esimerkiksi positiivisen polariteetin omaava, varmistetaan kytkemällä samanaikaisesti päälle transistorit VT1 ja VT2. Koska transistori VT2 kytkeytyy korkealla taajuudella, transistori VT1 jää päälle, kun se kytketään pois päältä, mikä johtaa transistorin VT1 ja diodin VD3 kautta induktanssiin tallennetun kuormitusvirran sulkeutumiseen. Tässä tapauksessa invertterin lähdössä oleva jännite on yhtä suuri kuin transistorin ja diodin jännitehäviöiden summa, ts. lähellä nollaa. Samoin nollahylly syntyy, kun tasaisen komponentin negatiivinen puoliaalto muodostuu: kun transistori VT3 sammutetaan, kuormitusvirta suljetaan transistorin VT4 ja diodin VD2 kautta. Siten lähtöjännitteen tasaisen komponentin napaisuus määritetään kytkemällä päälle transistorit VT1 tai VT4 ja suurtaajuinen täyttö ja vastaavasti sileän komponentin muoto määritetään kytkemällä transistorit VT2 tai VT3.

Yksinapaisen modulaation tärkein etu verrattuna bipolaariseen modulaatioon on suurtaajuisten harmonisten amplitudien pieneneminen.

On huomattava, että yksinapainen modulaatio ei ole mahdollista joissakin piireissä, kuten yksivaiheisessa puolisillassa. Tässä tapauksessa unipolaarisen modulaation toteuttamiseksi on tarpeen käyttää monimutkaisempia piirejä, esimerkiksi kuvan 4.7 piiriä.

Korkeataajuisten pulssien keston muodostamismenetelmän perusteella erotetaan useita pulssinleveysmodulaatiotyyppejä, joista yleisimmät ovat ensimmäisen ja toisen tyypin PWM. Ensimmäisen tyyppisellä pulssinleveysmodulaatiolla (PWM-1) generoidun pulssin kesto on verrannollinen moduloivan signaalin arvoihin, jotka valitaan tietyillä, ennalta määrätyillä ajanhetkillä. Periaate pulssin keston muodostamiseksi PWM-1:llä on esitetty kuvassa. 4.11(a).

Pulssin keston muodostamisen periaate PWM-2:lla on esitetty kuvassa. 4.11(b). Tässä tapauksessa pulssin kesto määräytyy moduloivan signaalin arvon perusteella pulssin lopussa.

Keston muuttamismenetelmän perusteella erotetaan yksisuuntainen ja kaksisuuntainen modulaatio. Esimerkiksi kuvassa Fig. 4.9 näyttää yhden-

kolmannen osapuolen modulaatio, koska kun moduloiva signaali muuttuu, hetki, jolloin vain pulssin takareuna generoidaan, muuttuu. Vastaavasti kuvassa Fig. Kuvassa 4.10 on esimerkki kaksisuuntaisesta modulaatiosta.

Kantoaaltotaajuuden suhdetta moduloivan signaalin taajuuteen kutsutaan kantoaaltotaajuuden kerrannaisiksi. Kertaluku voi olla joko kokonaisluku tai murtoluku, ja yleisessä tapauksessa monikerta voi olla myös irrationaalinen murtoluku. Moninkertaisuus vaikuttaa merkittävästi lähtöjännitteen spektrikoostumukseen, ja murto-rationaalisilla kertoimilla lähtöjännitteen spektrissä esiintyy yliaaltoja, joiden taajuus on pienempi kuin moduloivan signaalin taajuus. Tällaisia ​​harmonisia yliaaltoja kutsutaan aliharmoneiksi, ja niiden amplitudit kasvavat kantoaaltotaajuuskertoimen pienentyessä, mikä voi johtaa taajuusmuuttajan normaalin toiminnan häiriintymiseen. Aliharmonisten häiriöiden vaimentamiseksi kantoaaltotaajuuden monikertaisuutta tulisi lisätä, mutta tämä väistämättä lisää vaihtosuuntaajan teholaitteiden kytkentähäviöitä.

Lähtöjännitteen hyödyllinen komponentti määräytyy tasaisen komponentin muodon mukaan, joka puolestaan ​​riippuu moduloivan signaalin muodosta tai, kuten sitä yleisesti kutsutaan, modulaatiolaista. Tällä hetkellä käytetään useimmiten modulaatiota sini-, puolisuunnikkaan tai suorakaiteen lain mukaan. Erityisesti edellä kuvattu pulssinleveyden ohjausmenetelmä kantoaaltotaajuudella ei ole muuta kuin suorakaiteen lain mukaista PWM:n käyttöä.

• Takaisin
• Eteenpäin

Satunnaisia ​​uutisia

3.2. Algebrallisen stabiilisuuden kriteerit

Professori J. A. Vishnegradsky määritteli yhden ensimmäisistä kestävyyden kriteereistä, ja hän antoi sen teoksissaan "Suoraan vaikuttavista sääntelijöistä" ja "Epäsuorasti vaikuttavista sääntelijöistä". Kriteeri on muotoiltu prosesseille, joita kuvataan kolmannen asteen differentiaaliyhtälöillä, joiden ominaisyhtälö on pelkistetty muotoon: .

Kuva 3.4 - Kaavio, joka määrittelee 3. kertaluvun yhtälöillä kuvattujen järjestelmien vakausalueen. (Vishnegradsky-kaavio)

Jos otamme käyttöön merkinnän ja, niin Vishnegradskyn mukaan, jotta järjestelmä olisi vakaa, on välttämätöntä, että tai. Kuvassa 3.4 hyperbeli ΧΥ =1 on piirretty koordinaatteihin X ja Υ, mikä antaa järjestelmän stabiilisuusrajan. Resistanssialueiden välinen viiva on yleensä viivoitettu, jotta vastusalueet voidaan nähdä viivotuksesta ilman lisäselvityksiä.

Kuvan 3.4 kaaviossa on piirretty jaksoisuusrajan viiva, joka määräytyy ehdon perusteella, jonka pintapiste on arvoissa X = Υ = 3.

Yllä hahmoteltu Vishnegradsky-vakavuuskriteeri on erillinen tapaus Routh-Hurwitzin vakavuuskriteeristä. Tämä kriteeri voidaan muotoilla seuraavasti, Hurwitzin ehdottamassa muodossa: jos järjestelmää kuvataan lineaarisella differentiaaliyhtälöllä, jonka ominaisyhtälö on:

silloin, jotta se olisi stabiili, eli jotta karakteristisen yhtälön kaikki todelliset juuret ja kompleksisten juurien reaaliosat olisivat negatiivisia, on välttämätöntä ja riittävää, että kaikilla yhtälön kertoimilla on sama etumerkki, ja diagonaalideterminantti on luokkaa n-1, muodostuu yhtälön kertoimista, ja kaikki sen diagonaaliset alamerkit olisivat positiivisia:

Diagonaalinen determinantti koostuu seuraavasti:

Siten, jotta järjestelmä olisi vakaa, on välttämätöntä, että kaikilla kertoimilla on sama etumerkki ja kaikki determinantit ovat suurempia kuin 0.

Diagonaalien molliarvojen kokoamisjärjestys voidaan analysoida viidennen asteen yhtälön esimerkillä:

Sitten saamme:

Kolmannen kertaluvun yhtälölle:

Ja myös.

Huomaa, että ja meillä on Vyshegradskyn vakausolosuhteet

Sekä Vishnegradsky-kriteeri että Routh-Hurwitz-kriteeri määrittävät järjestelmän stabiilisuuden ominaisyhtälön kertoimien perusteella ja niitä kutsutaan algebrallisiksi stabiilisuuskriteereiksi. Katsotaanpa joitain esimerkkejä resistenssin tutkimuksesta Routh-Hurwitz-kriteerin avulla.

Esimerkki 1. Järjestelmän ominaisyhtälö

Tätä varten:

Aivan kuten kaikki tämän yhtälön kertoimet ovat suurempia kuin nolla, niin myös determinantit ovat suurempia kuin nolla - järjestelmä on vakaa.

Pulssinleveysmodulaatio koostuu toisiaan seuraavien pulssien leveyden (keston) muuttamisesta vakiotaajuudella. Pulssinleveysmodulaatio (PWM) - halutun signaalin (monitasoinen tai jatkuva) approksimaatio todellisella binäärisignaalilla (kaksi tasoa - päälle/pois), niin että niiden arvot ovat keskimäärin tietyn ajan kuluessa samat . Pääsäätelytekijä on pulssien suhteellinen kesto tai toimintajakso

missä T on pulssin toistojakso. Yksipäisellä PWM:llä vertailujännite on jaksollinen sahanhammasvärähtely. Tässä tapauksessa modulointi suoritetaan muuttamalla vain yhden pulssin reunan sijaintia. Kaksisuuntaista PWM:ää varten tarvitaan kolmion muotoinen (mieluiten tasasivuinen) vertailujännite. Kaksipuolisella PWM:llä on parempi suorituskyky kuin yksipuolisella PWM:llä, joten sitä käytetään useammin. Jos tulosignaali on bipolaarinen, lähtöjännitteen napaisuuden ja keskiarvon on muututtava. Tässä tapauksessa kahden tyyppinen modulaatio on mahdollista: moninapainen PWM ja unipolaarinen PWM.

1. Tehtävän muotoilu

Tässä kurssityössä kehitetään pulssinleveysmodulaattori, jolla on seuraavat parametrit:

Taulukko 1. Tehtävän sisältö

2. Laitteen toimintakaavion kehittäminen

Tarkastellaan laitteen toimintakaaviota ja toimintaperiaatetta.

Kuva 1 – Toimintakaavio

Suorakaiteen muotoista pulssigeneraattoria tarvitaan pulssien generoimiseksi seuraavassa lohkossa - CLAY.

Tehtävän perusteella päätämme, että referenssijännitteen tulee olla "kolmioita". GLINin lähdössä meillä on kolmiopulsseja, jotka ovat sama vertailujännite, joka syötetään vertailulaitteeseen.

Komparaattori on laite, jonka negatiiviseen tuloon syötetään kolmioiden muodossa oleva vertailusignaali ja positiiviseen tuloon moduloitu jatkuva analoginen signaali.

Ohjeiden mukaan moduloitu signaali on sinimuotoinen, jonka taajuus on 200 Hz.

Myös ohjeiden mukaan lähtösignaalien amplitudin tulee olla 10V. Tarvittava amplitudi saadaan elektronisella avaimella.

3. Toimintolohkot

3.1 Neliöpulssigeneraattori

Kvartsioskillaattori on värähtelyjen generaattori, jonka syntetisoi kvartsiresonaattori, joka on osa generaattoria. Yleensä siinä on alhainen teho.

Kvartsilevyn ulkoinen jännitys aiheuttaa sen muodonmuutoksen. Ja tämä puolestaan ​​​​johtaa varausten ilmestymiseen kvartsin pinnalle (pietsosähköinen vaikutus). Tämän seurauksena kvartsilevyn mekaanisiin värähtelyihin liittyy sen pinnalla olevan sähkövarauksen synkronisia värähtelyjä ja päinvastoin.

Resonaattorin ja muiden piirielementtien välisen tiedonsiirron varmistamiseksi elektrodit asetetaan suoraan kvartsiin tai kvartsilevy asetetaan kondensaattorin levyjen väliin.

Käytämme Pierce Generatoria. Piirissä käytetään vähintään komponentteja: yksi digitaalinen invertteri, yksi vastus, kaksi kondensaattoria ja kvartsikide, joka toimii erittäin selektiivisenä suodatinelementtinä.

Generaattori, jossa on RC-taajuudensäätöpiiri, sen toimintaperiaate perustuu prosessiin, jossa kondensaattori C ladataan ja puretaan vastuksen R kautta. Tämän vastuksen kautta OOS suoritetaan tasavirralla ja kondensaattori-POS:n kautta vaihtovirralla. .

Generaattoripiirin toinen invertteri on suunniteltu lyhentämään generoidun suorakaiteen muotoisen värähtelyn rintamien kestoa. Tämä on tarpeen seuraavan piirin vaikutuksen vähentämiseksi isäntäoskillaattorin värähtelyjen stabiilisuuteen sekä taajuudenjakajan digitaalisten laskurien luotettavamman toiminnan varmistamiseksi.

Kuva 2 – Lohko 1. Suorakulmainen jännitegeneraattori

Taajuudenjakajapiiri haluttuun taajuuteen. Jakajan toteuttamiseen tarvitset 561IE16-mikropiirin.

3.2 Jänniteramppigeneraattori

Tämä lohko on kolmion muotoinen jännitegeneraattori. Tällä hetkellä generaattorit, joilla on pieni epälineaarisuuskerroin (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

Erityisesti suorakaiteen muotoisella tulojännitepulssilla ohjattavaan integraattoriin perustuvat generaattorit ovat yleisiä. Piirin elementtejä ovat virtalähde, latausvastus R6, kondensaattori C3 ja purkaustransistori VT1. Generaattorin lähtöjännite on kondensaattorin yli oleva jännite, joka on vahvistettu operaatiovahvistimella. Operaatiovahvistin on peitetty negatiivisella (R 5 ja R 9) ja positiivisella (vastus R 10) takaisinkytkellä.

Kuva 3 – SAVI

Generaattori toimii seuraavasti. Kun kenttätransistori VT1 on kiinni, kondensaattori C3 latautuu vastusten R10 ja R7 kautta. Heti kun syötämme pulssin VT1:een, tämän kenttätransistorin kondensaattori purkautuu.

3.3 Vertailija

Tämä lohko on vertailija, jonka ydin on vertailla kahta saapuvaa signaalia ja saada eripituisia pulsseja lähdöstä. Negatiiviseen tuloon syötetään referenssisignaali, ts. "kolmiopulsseja" ja positiivisena - itse moduloitu jatkuva analoginen signaali. Pulssitaajuus vastaa kolmiopulssien taajuutta. Se osa jaksosta, jonka aikana tulosignaali on referenssisignaalin yläpuolella, on yksi lähdössä ja sen alapuolella on nolla.

Kuva 4 - Vertailija

3.4 Elektroninen avain

Vaaditun amplitudin lähtöpulssien saamiseksi käytämme transistoria VT2 ja NAND-elementtiä DD5. Vastus R13 rajoittaa virran transistorin kantatuloon. Vastus R15 on kuorma.

Kuva 5 – Elektroninen avainpiiri

4. Laskentaosa ja piirielementtien valinta

4.1 Pulssigeneraattorin laskenta

Kuvassa 6 on esitetty generaattori, joka koostuu aktiivisesta elementistä - invertteristä - ja passiivielementistä - kvartsiresonaattorista.

Kuva 6 – Kristallioskillaattori

Yhden invertterin sijasta voit asentaa minkä tahansa parittoman määrän inverttereitä.

Kuva 7 – Vastaava ekvivalenttipiiri

Kvartsiresonaattorin vastaava piiri on esitetty kuvassa 7.

Pierce-generaattori on yksi suosituimmista piireistä. Se on lähes kaikkien generaattoreiden perusta yhdessä venttiilissä. Kvartsi käyttäytyy kuin suuri induktanssi, koska se on kytketty rinnan. Resonaattorin ulostulon kuormituksen roolia ovat kondensaattorit C1 ja C2. Kondensaattorit C1 ja C2 toimivat kvartsiresonaattorin kuormakapasitanssina.

Valitsemme resonaattoriksi kvartsiresonaattorin: KX-49, jonka nimellistaajuus on 2,4576 MHz. Taulukossa 2 on esitetty kvartsiresonaattorin parametrit.

Taulukko 2 KX-49-parametrit

L:n kanssa	R 1	C 0	F
30pF	200 ohmia	7pF	2,4576 MHz

Vastus R1 on suunniteltu käynnistämään generaattori automaattisesti, kun virta kytketään. Sama elementti määrittää invertterin vahvistuksen, ja mitä suurempi tämä vahvistus on, sitä enemmän suorakaiteen muotoisia värähtelyjä muodostuu sen ulostuloon, mikä puolestaan ​​​​johtaa kvartsioskillaattorin kuluttaman virran pienenemiseen. Valitaan vastuksen R1 arvoksi 1 Mohm.

Vastus R2 lisää piirin impedanssia siten, että yhdessä kondensaattorin C2 kanssa se lisää vaihesiirtoa. Tämä on välttämätöntä, jotta generaattori toimii halutulla taajuudella, ei korkeammalla. Vastus myös eristää invertterin lähdön resonaattoripiiristä ja säilyttää siten suorakulmaisen pulssimuodon. Vastuksen arvon tulee olla suunnilleen yhtä suuri kuin kuormitusimpedanssi Z L, joka voidaan laskea annetulla kaavalla:

Pulssit taajuudella f = 2,4576 MHz syötetään laskuriin IE16, laskurin lähdön Q7:stä saamme pulsseja taajuudella f/ 256 = 9,6 kHz.

4.2 Lineaarisen jännitegeneraattorin laskenta

Kuvan 5 piiri on valittu lineaarisesti muuttuvaksi jännitegeneraattoriksi.

Tarkasteltavana oleva GLIN on tehty jänniteintegraattorin (DD2, RC-piiri, teholähde U1) pohjalta, jota ohjataan neliöpulssigeneraattorilla ja teholähteellä U1. Kun transistori sammutetaan, sen läpi kulkee hallitsematon (alku) tyhjennysvirta. Kun transistori on auki, transistorin läpi kulkeva virta on määritettävä kuormitusvastuksen ja syöttöjännitteen arvon perusteella.

Kun lineaarisesti muuttuva jännite Uc(t) integraattorin lähdössä saavuttaa käyttöjännitteen arvon, lähetetään ohjaussignaali, jonka vaikutuksesta avaintransistori VT1 avautuu purkaen kondensaattorin. Prosessi toistetaan sitten jaksolla:

Asetimme taajuuden 9,6 kHz.

On suositeltavaa valita pienin jännite Ucm, jotta vältetään käytettävien vastusten parametrien hajonnan vaikutus generoidun jännitteen epälineaarisuuskertoimeen.

Kondensaattorin maksimijännite liittyy kestoriippuvuuteen

t

Valitsemme U1 = 5V, U2 = 0V, sitten Ucm = 5V.

Valitsemme R 6 = R 5 = 10 kOhm, sitten C 3 = 96 nF.

Seuraavan perusteella löydämme R9.

Uout = 10 V, sitten: R 9 = Ucmax*R 6 / Uout = 5*10000/10≈ 2 kOhm, ota lähin nimellisarvo

R 9 = R 10 = 2 kOhm

140UD7 valittiin operaatiovahvistimeksi DD3. Virtalähde ±10V.

4.3 Vertailun valitseminen

521CA3:a käytetään DD4-vertailijana vakaan PWM-toiminnan varmistamiseksi.

Analogisen komparaattorin 521CA3 tekniset ominaisuudet

Analoginen LM111

Tulovirta enintään 100 nA

Vahvistuskerroin vähintään 200 000

Kuormavirta jopa 50 mA

Virtalähde +5...+30 tai ±3...±15 V

Käyttöalueet

Nollan ylityksen ilmaisimet

Ylijänniteilmaisimet

Pulssin leveysmodulaattorit

Tarkkuustasasuuntaajat

Analogi-digitaalimuuntimet

Vastus R12 yhdessä diodien D1 ja D2 kanssa rajoittaa tulosignaalin heilahtelua. Diodien ansiosta rajoitamme tulojännitteen heilahduksen arvoihin -12,6 V - +12,6 V, ehtona on, että negatiivinen tulojännite ei saa saavuttaa läpilyöntijännitteen arvoa (esim. KD510A tämä arvo on -50 V).

Taulukko 3 Valitun transistorin parametrit

Nimi	U arr. ,SISÄÄN	I esim. max, A	minä arr. max, µA	F d max, kHz
KD510A	50	0.2	5	200000

4.4 Sähköisen avaimen laskenta

Avaimeksi on valittu seuraava kaava:

Kuva 9 – Elektroninen avainpiiri

Rn = 0,5 k Ohm, Uout = 10 V.

Ik=Uout/Rn=10/500=50mA

Hakemuskirjan avulla etsimme transistoria, joka kestää annetun kollektorivirran (0,05A). KT315A-transistori pitää vakiovirran jopa 0,1 A.

Hakuteoksesta - h21e, mallille KT315A

Käsittelemme kantavirran Ib=Ik/h21e=0,05/30≈ 1,67 mA, kantaan on syötettävä vähintään 167 μA virta.

R14 – yhteensopiva vastus komparaattorin DD3 ja transistorin VT2 välillä. Valitaan R16 = 200 ohmia.

R out =R 15 =500 Ohm ohjeen mukaan, valitse sarjasta 510 Ohm. ulostulossa sinun on saatava 10 V, laske sitten vastuksen R 14 arvo

(U-syöttö -U ulos)/R 14 =U ulos/R 15,

mistä R 14 = 2R 15 /10 = 102 Ohm, vakiosarjasta valitsemme nimellisarvon 100 ohmia. Tehohäviö 10V*1,25mA≈0,0125 W

Taulukko 4. Valitun transistorin KT315A parametrit

5. Piirin simulointi

Lähtösignaali kolmiopulssigeneraattorista:

Lähtösignaali neliöaaltogeneraattorista:

Simuloitu signaali:

Modulaatioprosessi:

Tulostusjakso:

Lyhin pulssin kesto:

Keston tulee olla 5,12 µs. Kaavio osoittaa, että se on 5,56 μs.

Pisin pulssin kesto:

Pulssin keston tulee olla 97,37 µs. Kaavio osoittaa, että se on 97,74 μs.

Johtopäätös

Tässä kurssityössä kehitimme piirikaavion ja laskemme pulssinleveysmodulaattorin piirin. PWM-laitteen sisäänmenoon syötetään spesifikaation mukainen siniaalto, jonka taajuus on 200 Hz, lähdössä meillä on muunnettu PWM-signaali, jonka amplitudi on 10 V. Muutosalueen suhteellinen kesto tämän PWM:n lähtöpulssit ovat -0,05 ÷ 0,95. Kehitetty pulssinleveysmodulaattori on melko yksinkertainen. Piiri simuloitiin käyttämällä CircuitMaker-pakettia.

Luettelo käytetystä kirjallisuudesta

1. Altshuller G.B., Elfimov N.N., Shakulin V.G. Kvartsiresonaattorit: viiteopas. M.: Radio and Communications, 1984.-232 s., ill.

2. Horwitz P., Hill W. Piirisuunnittelun taito: Trans. englannista – Toim. kuudes. M.: Mir, 2001.

3. Luentokurssi ECiMS:stä (opettaja I.B. Andreev).

4. Digitaaliset CMOS-mikropiirit, hakuteos, Partala O.N. – Pietari: Tiede ja teknologia, 2001. - 400 s. kuvineen.

5. L. Labutin, Kvartsiresonaattorit. - Radio, 1975, nro 3.

6. CMOS-siruihin perustuvat suorakaiteen muotoiset pulssigeneraattorit. V. Strizhov, Circuitry, 2000, nro 2, s. 28

7. Zabrodin Yu.S., Teollisuuselektroniikka: oppikirja yliopistoille. - M.: Korkeampi. Koulu, 1982. – 496 s., ill.

1.4. Tyristorit

1.4.1. Tyristorin toimintaperiaate

1.4.2. Tyristorin staattinen virta-jännite-ominaisuudet

1.4.3. Tyristorin dynaamiset ominaisuudet

1.4.4. Tyristoreiden tyypit

1.4.5. Lukittavat tyristorit

2. Sähköiset avaintenhallintajärjestelmät

2.1. Yleistä tietoa valvontajärjestelmistä

2.2. Ohjaa pulssinmuodostajia

2.3. Ajurit voimakkaiden transistorien ohjaamiseen

3. Passiiviset komponentit ja jäähdyttimet tehoelektroniikkalaitteille

3.1. Sähkömagneettiset komponentit

3.1.1. Hystereesi

3.1.2. Häviöt magneettipiirissä

3.1.3. Magneettivuon vastus

3.1.4. Nykyaikaiset magneettiset materiaalit

3.1.5. Käämityshäviöt

3.2. Kondensaattorit tehoelektroniikkaan

3.2.1. MKU-perheen kondensaattorit

3.2.2. Alumiiniset elektrolyyttikondensaattorit

3.2.3. Tantaali kondensaattorit

3.2.4. Filmikondensaattorit

3.2.5. Keraamiset kondensaattorit

3.3. Lämmön hajaantuminen tehoelektroniikkalaitteissa

3.3.1. Sähköisten sähköavainten lämpökäyttötilat

3.3.2. Sähköisten sähköavainten jäähdytys

4. Sähköisten sähköavainten hallinnan periaatteet

4.1. Yleistä tietoa

4.2. Vaiheen ohjaus

4.3. Pulssimodulaatio

4.4 Mikroprosessoriohjausjärjestelmät

5. Muuntimet ja jännitesäätimet

5.1. Muuntotekniikan laitteiden päätyypit. Tehoelektroniikan päätyypit on kuvattu symbolisesti kuvassa. 5.1.

5.2. Kolmivaiheiset tasasuuntaajat

5.3. Vastaavat monivaiheiset piirit

5.4. Ohjatut tasasuuntaajat

5.5. Puoliohjatun tasasuuntaajan ominaisuudet

5.6. Tasasuuntaajien kytkentäprosessit

6. Pulssimuuntimet ja jännitteensäätimet

6.1. Kytkentäjännitteen säädin

6.1.1. Kytkentäsäädin PWM:llä

6.1.2. Pulssipainikkeen säädin

6.2. Säätimien kytkentä kuristimen perusteella

6.2.2. Tehostusmuunnin

6.2.3. Kääntävä muuntaja

6.3. Muuntyyppiset muuntimet

7. Taajuusmuuttajat

7.1. Yleistä tietoa

7.2. Jännitteen invertterit

7.2.1. Autonomiset yksivaiheiset invertterit

7.2.2. Yksivaiheiset puolisiltajänniteinvertterit

7.3. Kolmivaiheiset autonomiset invertterit

8. Pulssin leveysmodulaatio muuntimissa

8.1. Yleistä tietoa

8.2. Perinteiset PWM-menetelmät erillisissä inverttereissä

8.2.1. Jännitteen invertterit

8.2.2. Kolmivaiheinen jänniteinvertteri

8.3 Nykyiset invertterit

8.4 Avaruusvektorimodulaatio

8.5 Modulaatio AC- ja DC-muuntimissa

8.5.1. Käänteinen

8.5.2. Suoristus

9. Verkkokytkentäiset muuntimet

10. Taajuusmuuttajat

10.1. Suora kytketty muunnin

10.2. Muuntimet välilinkillä

10.3.1. Kahden muuntajan piiri

10.3.3. Kaskadimuunninpiiri

11. Resonanssimuuntimet

11.2. Muuntimet resonanssipiirillä

11.2.1. Muuntimet, joissa resonanssipiirielementtien ja kuorman sarjakytkentä

11.2.2. Muuntimet rinnakkaiskuormitusliitännällä

11.3. Invertterit, joissa on rinnakkaissarjan resonanssipiiri

11.4. Luokan E muuntimet

11.5. Nollajännitteiset invertterit

12. Sähköenergian laatuindikaattoreita koskevat standardit

12.1. Yleistä tietoa

12.2. Tasasuuntaajien tehokerroin ja hyötysuhde

12.3. Ohjattujen tasasuuntaajien tehokertoimen parantaminen

12.4. Tehotekijäkorjain

13. AC jännitteen säätimet

13.1. Tyristoreihin perustuvat AC jännitteensäätimet

13.2. Transistori AC jännitteen säätimet

Kysymyksiä itsehillintää varten

14. Uudet menetelmät loistelamppujen ohjaukseen

Kysymyksiä itsehillintää varten

Johtopäätös

Bibliografia

620144, Jekaterinburg, Kuibysheva, 30

8. Pulssin leveysmodulaatio muuntimissa

8.1. Yleistä tietoa

Pulssin ohjauksen ja moduloinnin periaatteita käsitellään luvussa. 4 yksinkertaisen tasavirtasäädinpiirin esimerkkiä käyttäen. Samalla määritellään lineaaristen pulssijärjestelmien teoriassa käytetyt pääasialliset pulssimodulaatiotyypit, jotka vastaavat pulssi-DC-muuntimien ohjauksen käytäntöä.

Vaihtovirtamuuntajien jännitteiden tai virtojen pulssinleveysmodulaatiolla on kuitenkin hieman erilainen määritelmä tehoelektroniikassa, kun otetaan huomioon PWM:n ominaisuudet ratkaistaessa sähkön muuntamisen ongelmia vaihtovirralla. Standardissa IEC 551-16-30 määritelty pulssinleveysmodulaatio on pulssin ohjaus, jossa pulssien leveys tai taajuus tai molemmat moduloidaan perustaajuuden jakson sisällä tietyn lähtöjännitteen aaltomuodon tuottamiseksi. Useimmissa tapauksissa PWM suoritetaan jännitteen tai virran sinimuotoisuuden varmistamiseksi, eli korkeampien harmonisten tason alentamiseksi suhteessa pää- (ensimmäiseen) harmoniseen, ja sitä kutsutaan sinimuotoiseksi. Sinimuotoisuuden varmistamiseksi on olemassa seuraavat päämenetelmät: analoginen PWM ja sen muunnelmat; korkeampien harmonisten selektiivinen (selektiivinen) vaimennus; hystereesi tai delta-modulaatio;

avaruusvektorimodulaatio.

Klassinen versio analogisen sinimuotoisen PWM:n järjestämisestä on muuttaa lähtöjännitteen (virran) muodostavien pulssien leveyttä vertaamalla tietyn muotoista jännitesignaalia, jota kutsutaan referenssiksi tai referenssiksi, kolmiomaiseen jännitesignaaliin, jolla on korkeampi taajuus. ja kutsutaan kantoaaltosignaaliksi. Referenssisignaali on moduloiva ja määrittää lähtöjännitteen (virran) vaaditun muodon. Tästä menetelmästä on monia muunnelmia, joissa moduloivia signaaleja edustavat muut erikoistoiminnot kuin siniaalto. Luentomuistiinpanoissa käsitellään useita peruspiirejä, jotka selittävät näitä PWM-menetelmiä.

Menetelmä korkeampien harmonisten selektiiviseksi vaimentamiseksi on tällä hetkellä onnistuneesti toteutettu ohjelmistopohjaisilla mikroprosessoriohjaimilla. Hystereesimodulaatio perustuu referenssisignaalin, esimerkiksi siniaaltomuodon, "seurannan" periaatteisiin. Yksinkertaisimmassa teknisessä suunnittelussaan tämä menetelmä yhdistää PWM:n ja PFM:n (pulssitaajuusmodulaation) periaatteet. Erityisillä piiritoimenpiteillä voidaan kuitenkin stabiloida modulaatiotaajuutta tai rajoittaa sen muutosaluetta.

Avaruusvektorimodulaatiomenetelmä perustuu kolmivaiheisen jännitejärjestelmän muuntamiseen kaksivaiheiseksi ja yleisen avaruusvektorin saamiseen. Tämän vektorin suuruus lasketaan perus- ja moduloivien taajuuksien määrittämillä hetkillä. Sitä pidetään erittäin lupaavana kolmivaiheisten invertterien ohjaamiseen, erityisesti käytettäessä sähkökäytöissä. Samalla se on monella tapaa samanlainen kuin perinteinen sinimuotoinen PWM.

PWM:ään perustuvat ohjausjärjestelmät eivät mahdollista vain jännitteen tai virran perusharmonisten keskiarvojen sinimuotoista muotoa, vaan myös sen amplitudin, taajuuden ja vaiheen arvojen ohjaamista. Koska näissä tapauksissa muunnin käyttää täysin ohjattuja kytkimiä, on mahdollista toteuttaa AC (DC) -muuntimien toiminta yhdessä AC-verkon kanssa kaikissa neljässä kvadrantissa sekä tasasuuntaus- että invertointitilassa millä tahansa perusharmonisen tehokertoimen cosφ arvolla. alueella -1 - 1. Lisäksi kantotaajuuden kasvaessa mahdollisuudet toistaa tietyn muotoista virtaa ja jännitettä invertterien lähdössä laajenevat. Tämän avulla voit luoda aktiivisia suodattimia korkeampien harmonisten vaimentamiseksi.

Tarkastellaan seuraavassa esittelyssä käytettyjä päämääritelmiä esimerkkinä ensimmäisen menetelmän soveltamisesta jänniteinvertterin yksivaiheisessa puolisiltapiirissä (kuva 8.1, A). Tässä ehdollisessa kaaviossa avaimet S1 Ja S2 ovat täysin ohjatut kytkentäelementit, joita täydentävät sarjaan ja rinnakkain kytketyt diodit. Sarjadiodit heijastavat kytkinten (esimerkiksi transistorien tai tyristorien) yksisuuntaista johtavuutta, ja rinnakkaisdiodit johtavat käänteisvirtoja aktiivi-induktiivisella kuormalla.

Referenssikaaviot, moduloiva u M(θ) ja kantaja u H (θ) -signaalit on esitetty kuvassa. 8.1, b. Näppäinohjauspulssien muodostuminen S 1 ja S 2 suoritetaan seuraavan periaatteen mukaisesti. klo u M (θ) > u H(θ)-näppäin S 1 on päällä, a S 2 sammutettu. klo u M(θ)< u H (θ) -näppäintilat ovat käänteisiä: S 2 - päällä, a S 1 - pois päältä. Siten invertterin ulostuloon syntyy jännite kahden polaarisen pulssin muodossa. Todellisissa piireissä kytkinten samanaikaisen johtumisen poistamiseksi S 1 ja S Kuvion 2 mukaisesti signaalien tuottamisen hetkien välillä tulisi olla tietty viive näiden näppäinten kytkemiseksi päälle. Ilmeisesti pulssin leveys riippuu signaalin amplitudien suhteesta u M(θ) ja u H(θ). Tätä suhdetta kuvaavaa parametria kutsutaan amplitudimodulaatioindeksiksi ja se määritetään kaavalla (8.1):

, (8.1.)

Missä U M m ja U H m - moduloivan signaalin maksimiarvot u M(θ) ja kantoaaltosignaali u H(θ) vastaavasti.

Riisi. 8.1. Yksivaiheinen puolisiltajänniteinvertteri: A- järjestelmä; b– pulssimodulaation jännitekaaviot

Kantoaallon taajuus u H(θ) on yhtä suuri kuin kytkentätaajuus f H-näppäimet S 1 ja S 2 ja yleensä ylittää merkittävästi moduloivan signaalin taajuuden f M. Taajuussuhde f H ja f M on tärkeä modulaatioprosessin tehokkuuden indikaattori, ja sitä kutsutaan taajuusmodulaatioindeksiksi, joka määritetään kaavalla (8.2):

Pienillä arvoilla M f signaaleja u M(θ) ja u H(θ) on synkronoitava ei-toivottujen aliharmonisten välttämiseksi. B maksimiarvona Minun, joka määrittää synkronoinnin tarpeen, on asetettu M f = 21. Ilmeisesti synkronoiduilla signaaleilla kerroin M f on vakioarvo.

Kuvan kaaviosta. 8.1 voidaan nähdä, että lähtöjännitteen ensimmäisen harmonisen amplitudi U tarkistus 1 voidaan esittää ottaen huomioon (8.1) seuraavassa muodossa (8.3):

(8.3)

Mukaan (8.3) klo M a = 1 lähtöjännitteen ensimmäisen harmonisen amplitudi on yhtä suuri kuin puoliaallon suorakulmion korkeus U d/2. Lähtöjännitteen ensimmäisen harmonisen suhteellisen arvon ominaisriippuvuus M a:n arvosta on esitetty kuvassa. 8.2, josta on selvää, että muutos M a 0 - 1 lineaarisesti ja riippuu amplitudista U olen 1. Raja-arvo M a määräytyy tarkasteltavan modulaation tyypin periaatteen mukaan, jonka mukaan maksimiarvo U am 1 on rajoitettu suorakaiteen muotoisen puoliaallon korkeudella, joka on yhtä suuri kuin U d/2. Kertoimen lisäkorotuksella M modulaatio johtaa epälineaariseen amplitudin kasvuun U am 1 maksimiarvoon, joka määräytyy suorakaiteen muotoisen jännitteen muodostumisesta invertterin lähtöön, joka pysyy myöhemmin ennallaan.

Suorakulmafunktion laajentaminen Fourier-sarjaksi antaa maksimiarvon (8.4):

(8.4)

Tätä arvoa rajoittaa indeksin arvo M a, vaihtelee välillä 0 - noin 3. On selvää, että funktio välissä a-b arvot 1 - 3,2 on epälineaarinen (kuva 8.2). Tämän osan toimintatilaa kutsutaan ylimodulaatioksi.

Merkitys M f määräytyy kantoaaltosignaalin taajuuden valinnan mukaan u H (θ) ja vaikuttaa merkittävästi muuntimen teknisiin ominaisuuksiin. Taajuuden kasvaessa kytkentähäviöt muuntajien tehokytkimissä kasvavat, mutta samalla lähtöjännitteen spektrikoostumus paranee ja modulaatioprosessin aiheuttaman korkeampien harmonisten suodatusongelman ratkaisu yksinkertaistuu. Tärkeä tekijä arvon valinnassa f H on monissa tapauksissa tarve varmistaa sen arvo yli 20 kHz:n äänitaajuusalueella. Valittaessa f H sinun tulee myös ottaa huomioon muuntimen käyttöjännitteen taso, sen teho ja muut parametrit.

Riisi. 8.2. Lähtöjännitteen perusharmonisen amplitudin suhteellisen arvon riippuvuus amplitudimodulaatioindeksistä yksivaiheisessa puolisiltapiirissä

Yleinen trendi tässä on M:n arvojen nousu f pienitehoiset ja pienjännitemuuntimet ja päinvastoin. Joten valinta M f on monikriteerien optimointiongelma.

Pulssimodulaatio stokastisella prosessilla. PWM:n käyttö muuntimissa liittyy korkeampien harmonisten esiintymiseen moduloiduissa jännitteissä ja virroissa. Lisäksi näiden parametrien spektrikoostumuksessa merkittävimmät harmoniset esiintyvät taajuuksilla, jotka ovat taajuusmodulaatioindeksin kerrannaisia. M f ja niiden ympärille sivutaajuuksille ryhmitetyt harmoniset alenevilla amplitudeilla. Korkeammat harmoniset voivat aiheuttaa seuraavia pääongelmia:

akustisen melun esiintyminen;

sähkömagneettisen yhteensopivuuden (EMC) heikkeneminen muiden sähkölaitteiden tai järjestelmien kanssa.

Tärkeimmät akustisen kohinan lähteet ovat sähkömagneettiset komponentit (kuristimet ja muuntajat), jotka altistuvat virralle ja jännitteelle, jotka sisältävät korkeampia harmonisia äänialueen taajuuksilla. On huomattava, että kohinaa voi esiintyä tietyillä taajuuksilla, joilla korkeammat harmoniset ovat suurimmat. Melua aiheuttavat tekijät, kuten magnetostriktio, tekevät EMC-ongelmien ratkaisemisesta vaikeampaa. EMC-ongelmia voi esiintyä laajalla taajuusalueella sähkölaitteiden EMI-herkkyydestä riippuen. Perinteisesti melutasoa on vähennetty suunnittelu- ja teknologiaratkaisuilla ja EMC:n varmistamiseen passiivisuotimilla.

Lupaavana suuntana näiden ongelmien ratkaisemiseksi tarkastellaan menetelmiä, jotka liittyvät moduloitujen jännitteiden ja virtojen spektrikoostumuksen luonteen muuttamiseen. Näiden menetelmien ydin on tasoittaa taajuusspektriä ja vähentää korostuneiden harmonisten amplitudia niiden stokastisen jakautumisen vuoksi laajalla taajuusalueella. Tätä tekniikkaa kutsutaan toisinaan taajuusspektrin "smearingiksi". Häiriöenergian pitoisuus pienenee taajuuksilla, joilla harmonisilla voi olla maksimiarvoja. Näiden menetelmien toteuttamiseen ei liity minkäänlaista vaikutusta muuntajien teho-osan komponentteihin ja useimmissa tapauksissa sitä rajoittaa ohjelmisto, jossa on pieniä muutoksia ohjausjärjestelmään.

Tarkastellaanpa lyhyesti näiden menetelmien toteutusperiaatteita. PWM perustuu muutokseen käyttöjaksossa γ= t Ja / T n, Missä t ja - pulssin kesto; T n- sen muodostumisaika. Yleensä nämä suuret sekä pulssin sijainti jaksovälillä T n ovat vakioita vakaan tilan olosuhteissa. PWM-tulokset määritellään kokonaiskeskiarvoiksi. Tässä tapauksessa t:n ja ja deterministiset arvot, mukaan lukien pulssin sijainti, määrittävät moduloitujen parametrien epäsuotuisan spektrikoostumuksen. Jos näille suureille annetaan satunnainen luonne samalla kun säilytetään annettu γ:n arvo, prosessit muuttuvat stokastisiksi ja moduloitujen parametrien spektrikoostumus muuttuu. Esimerkiksi impulssin paikalle voidaan antaa tällainen satunnainen merkki t ja jakson T n aikavälillä tai tarjota stokastinen muutos jälkimmäiseen. Tätä tarkoitusta varten voidaan käyttää satunnaislukugeneraattoria, joka vaikuttaa modulaatiotaajuuden isäntägeneraattoriin f n =1/T n. Samalla tavalla voit muuttaa pulssin sijaintia intervallin aikana T n matemaattinen odotus on nolla. Keskimääräisen integraaliarvon γ tulee pysyä ohjausjärjestelmän määrittelemällä tasolla, minkä seurauksena korkeampien harmonisten spektrikoostumus moduloiduissa jännitteissä ja virroissa tasoittuu.

Kysymyksiä itsehillintää varten

1. Luettele tärkeimmät PWM-menetelmät sinimuotoisen virran tai jännitteen varmistamiseksi.

2. Mitä eroa on unipolaarisella ja bipolaarisella jännitemodulaatiolla?

3. Listaa PWM:n pääparametrit.

4. Mihin tarkoitukseen PWM:ää stokastisilla prosesseilla käytetään?