A rádióáramkörök teljesítményelemeinek fűtési veszteségének jelentős csökkentésére alkalmazott egyik megközelítés a berendezések kapcsolási üzemmódjainak alkalmazása. Az ilyen rendszerekben az elektromos tápegység vagy nyitva van - ekkor gyakorlatilag nulla feszültségesés van rajta, vagy nyitva van - ekkor nulla áramot kap. A teljesítménydisszipáció az áram és a feszültség szorzatával számítható ki. Ebben az üzemmódban körülbelül 75-80% vagy annál nagyobb hatásfok érhető el.

Mi az a PWM?

Ahhoz, hogy a kimeneten a kívánt alakú jelet kapjuk, a tápkapcsolót csak egy bizonyos ideig kell kinyitni, a kimeneti feszültség számított mutatóival arányosan. Ez az impulzusszélesség-moduláció (PWM) elve. Ezután egy ilyen alakú jel, amely változó szélességű impulzusokból áll, egy induktor és egy kondenzátor alapján lép be a szűrő területére. Az átalakítás után a kimenet szinte ideális, a kívánt alakú jel lesz.

A PWM hatóköre nem korlátozódik a kapcsolóüzemű tápegységekre, stabilizátorokra és feszültségátalakítókra. Ennek az elvnek a használata egy nagy teljesítményű audioerősítő tervezésekor lehetővé teszi az eszköz energiafogyasztásának jelentős csökkentését, az áramkör miniatürizálásához vezet, és optimalizálja a hőátadó rendszert. A hátrányok közé tartozik a kimenő jel közepes minősége.

PWM jelek kialakulása

A kívánt alakú PWM jelek létrehozása meglehetősen nehéz. A mai iparág azonban csodálatos, speciális, PWM vezérlőként ismert chipekkel gyönyörködhet. Olcsóak és teljesen megoldják az impulzusszélességű jel generálásának problémáját. A tipikus kialakításuk megismerése segít eligazodni az ilyen vezérlők felépítésében és használatában.

A szabványos PWM vezérlő áramkör a következő kimeneteket feltételezi:

• Közös kimenet (GND). Láb formájában valósul meg, amely a készülék tápellátási áramkörének közös vezetékéhez csatlakozik.
• Tápcsatlakozó (VC). Felelős az áramkör tápellátásáért. Fontos, hogy ne keverje össze hasonló nevű szomszédjával - a VCC tűvel.
• Teljesítményvezérlő tű (VCC). Általános szabály, hogy a PWM vezérlő chip átveszi a teljesítménytranzisztorok vezérlését (bipoláris vagy térhatású). Ha a kimeneti feszültség csökken, a tranzisztorok csak részben nyitnak, és nem teljesen. Gyorsan felmelegednek, hamarosan meghibásodnak, nem tudnak megbirkózni a terheléssel. Ennek a lehetőségnek a kizárása érdekében figyelni kell a tápfeszültséget a mikroáramkör bemenetén, és nem szabad megengedni, hogy az meghaladja a tervezési jelet. Ha ezen a tűn a feszültség a kifejezetten ehhez a vezérlőhöz beállított érték alá esik, a vezérlőeszköz kikapcsol. Ez a tű általában közvetlenül a VC érintkezőhöz csatlakozik.

Kimeneti vezérlőfeszültség (OUT)

A mikroáramkör érintkezőinek számát annak kialakítása és működési elve határozza meg. Nem mindig lehet azonnal megérteni az összetett kifejezéseket, de próbáljuk meg kiemelni a lényeget. 2 érintkezőn vannak mikroáramkörök, amelyek push-pull (kétkarú) kaszkádokat vezérelnek (például: híd, félhíd, 2 ütemű inverz konverter). A PWM vezérlők analógjai is léteznek az egyvégű (egykarú) kaszkádok vezérlésére (példák: előre/hátra, boost/buck, invertálás).

Ezenkívül a végfok szerkezete lehet egy- vagy kétciklusú. A push-pull-t főként feszültségfüggő FET meghajtására használják. A gyors záráshoz el kell érni a gate-source és a gate-drain kondenzátorok gyors kisütését. Erre a célra a vezérlő push-pull kimeneti fokozatát használják, melynek feladata, hogy a kimenetet közös kábellel rövidre zárják, ha szükséges a térhatású tranzisztor zárása.

A nagy teljesítményű PWM vezérlők kimeneti kapcsolóval (illesztőprogramokkal) is rendelkezhetnek. Kimeneti kapcsolóként IGBT tranzisztorok használata javasolt.

A PWM konverterek fő problémái

Bármely készülék működtetésekor lehetetlen teljesen kiküszöbölni a meghibásodás lehetőségét, és ez vonatkozik az átalakítókra is. A tervezés bonyolultsága nem számít, még a jól ismert TL494 PWM vezérlő is okozhat működési problémákat. A hibák eltérő természetűek – némelyikük szemmel észlelhető, míg mások észleléséhez speciális mérőberendezésre van szükség.

A PWM-vezérlő használatához meg kell ismerkednie a fő eszközhibák listájával, és csak később - a kiküszöbölésük lehetőségeivel.

Hibaelhárítás

Az egyik leggyakoribb probléma a kulcstranzisztorok meghibásodása. Az eredmény nem csak a készülék indításakor, hanem multiméterrel történő vizsgálatkor is látható.

Ezen kívül vannak más hibák is, amelyeket valamivel nehezebb észlelni. Mielőtt közvetlenül ellenőrizné a PWM-vezérlőt, mérlegelje a meghibásodások leggyakoribb eseteit. Például:

• A vezérlő leáll az indítás után - szakadás az operációs rendszer hurokban, áramesés, problémák a szűrő kimenetén lévő kondenzátorral (ha van ilyen) vagy az illesztőprogrammal; Lehet, hogy a PWM vezérlő vezérlése elromlott. Meg kell vizsgálni a készüléket forgácsok és deformációk szempontjából, meg kell mérni a terhelésjelzőket, és összehasonlítani kell őket a szabványosokkal.
• A PWM vezérlő nem indul el - az egyik bemeneti feszültség hiányzik, vagy az eszköz hibás. A kimeneti feszültség ellenőrzése és mérése segíthet, vagy végső esetben egy ismert működő analógra cserélni.
• A kimeneti feszültség eltér a névleges feszültségtől - probléma van az OOS hurokkal vagy a vezérlővel.
• Az indítás után a tápegység PWM-je védelembe kerül, ha nincs rövidzárlat a kulcsokon - a PWM vagy az illesztőprogramok hibás működése.
• A tábla instabil működése, furcsa hangok jelenléte - az OOS hurok vagy az RC lánc megszakadása, a szűrő kapacitásának csökkenése.

Végül

Univerzális és többfunkciós PWM vezérlők ma már szinte mindenhol megtalálhatók. Nemcsak a legtöbb modern eszköz - szabványos számítógépek és egyéb mindennapi eszközök - tápegységeinek szerves részeként szolgálnak. A vezérlőkre alapozva olyan új technológiákat fejlesztenek ki, amelyek az emberi tevékenység számos területén jelentősen csökkenthetik az erőforrás-felhasználást. A magánházak tulajdonosai a töltőáram impulzusszélesség-modulációjának elvén alapuló fotovoltaikus akkumulátorokból származó akkumulátortöltés-vezérlők előnyeit élvezhetik.

A nagy hatásfok nagyon ígéretessé teszi a PWM elven alapuló új eszközök fejlesztését. A másodlagos áramforrások nem az egyetlen tevékenységi terület.

Ideje megérteni, hogyan működik az impulzusszélesség-moduláció. Próbáljunk meg elmélyülni a folyamat fizikájában, és egyúttal vessünk egy kis pillantást az időzítő működési módjaira.

Tekintsünk két grafikont periodikusan ismétlődő jellel. Az egyszerűség kedvéért egy időszakot veszünk figyelembe. Tehát, ha veszünk egy közönséges voltmérőt és megmérjük az egyenfeszültséget, akkor az első esetben 5 V-ot mérünk. Úgy tűnik, ehhez nincs kétség.

Mit fog mutatni a voltmérő a második esetben? Kiderül, hogy egy ilyen jel periódusa egy bizonyos állandó feszültségnek felel meg. A feszültség értéke ennek megfelelően függ az impulzus töltési értékétől (az az idő, amikor a jel nem nulla). Állapodjunk meg abban, hogy a feszültség fennállásának és hiányának időtartama egyenlő, i.e. Az esetek 50%-ában van jel, 50%-ában nincs jel, egy ilyen jel analógja a teljes feszültség fele lesz, a voltmérő 2,5 V-ot mutat.

A kitöltési értéket egyébként a jel munkaciklusának nevezik. Hasonlatosan, amikor a munkaciklus 100%, a jel úgy néz ki, mint egy egyenes. Ha a munkaciklus 70%, akkor a voltmérő ennek megfelelően 0,7*5=3,5V-ot mutat. Ezt a feszültségszabályozási elvet impulzusszélesség-modulációnak nevezik.

Most térjünk át arra, hogyan alakul ki a jel munkaciklusa. Először hozzunk létre egy fűrészfog jelet, amelynek amplitúdója 5 V. A frekvencia tetszőleges lehet.

Most csatlakoztassuk ezt a jelet egy 2,5 V-ra beállított komparátorhoz.

Mit fogunk látni a műveleti erősítő kimenetén? Amíg a fűrészjel nulláról 2,5 V-ra nő, a komparátor kimenete mínusz teljesítmény lesz. De mivel a tápegység mínusz nulla, ez azt jelenti, hogy a kimenet nulla. Amint a nem invertáló bemeneten (azaz fűrészen) a jel 2,5 V-nál nagyobb lesz, az 5 V megjelenik az op-amp kimenetén. Így a műveleti erősítő az esetek 50%-ában logikai nullát, az esetek 50%-ában logikai nullát ad ki.

Most próbáljuk meg módosítani a munkaciklust 10%-ra? Ha 100% 5V, akkor 10% ? Arányosan számoljuk újra. (10*5)/100=0,5V, állítsa a komparátort 0,5V-ra, és kapjon 10%-os töltést.

Itt 10% helyett csalódással nézünk szembe, 90%-ot kaptunk, ami teljesen logikus, nulláról 0,5 V-ra nincs semmi a kimeneten, de amint a fűrészfeszültség meghaladja ezt az értéket, megjelenik az 5 V a kimeneten az összehasonlító. Ezzel elérkeztünk az időzítő módok közül az elsőhöz, amelyet nem invertált gyors PWM-nek neveznek.

Igen, ezek ugyanazok a beállítások, és a minimális munkaciklus 0xFF-nek felel meg.

Ennek ellenkezője, kényelmesebb a használata, a fordított PWM mód. Ebben az esetben elég felcserélni a komparátor invertáló és nem invertáló bemeneteit.

Azok. kis feszültséggel a komparátor bemenetén, a kimenet alacsony terhelhetőségű jel lesz. Ez kényelmesebbé és érthetőbbé teszi. Az időzítőnél az üzemmód neve Fast PWM, Kimenet: Invertált.

A Fáziskorrekt PWM és Fázis- és frekvenciahelyes PWM módoknál egy háromszöget használnak referenciaként. de a lényeg ugyanaz marad.

Ezzel a megközelítéssel pontosabb PWM-értéket kaphat. A vivőfrekvencia azonban felére csökken.

Fáziskorrekciós PWM módban, amikor a munkaciklus megváltozik, az OCR érték csak a felső érték elérésekor frissül. Úgy gondolják, hogy ezzel elkerülhető a jel fáziseltolása.

A fázis- és frekvenciahelyes PWM azért jó, mert a munkaciklus megváltozásakor az OCR értéke csak akkor frissül, ha a számláló eléri az alacsonyabb értéket. Azok. ezzel elkerülhető a jelfrekvencia eltolódás.

Egyelőre nem tudok példát mondani a Phase Correct és Phase and Frequency Correct használatára, mert még nincs megfelelő anyag, de a közeljövőben lehet, hogy kiegészítem a cikket. De van elég példa a Fast PWM-re.

A villanymotorok fordulatszámának beállítása a modern elektronikai technikában nem a tápfeszültség változtatásával valósul meg, mint korábban, hanem úgy, hogy különböző időtartamú áramimpulzusokat juttatunk a villanymotorba. A közelmúltban igen népszerűvé vált PWM-et használják erre a célra ( impulzusszélesség modulált) szabályozók. Az áramkör univerzális - szabályozza a motor fordulatszámát, a lámpák fényerejét és a töltő áramát is.

PWM szabályozó áramkör

A fenti diagram remekül működik, csatolva.

Az áramkör megváltoztatása nélkül a feszültség 16 voltra emelhető. Helyezze el a tranzisztort a terheléstől függően.

Összeszerelhető PWM szabályozóés ennek az elektromos áramkörnek megfelelően, hagyományos bipoláris tranzisztorral:

És ha szükséges, a KT827 kompozit tranzisztor helyett telepítsen egy térhatású IRFZ44N-t, R1 - 47k ellenállással. A radiátor nélküli polevik 7 amperig nem melegszik fel.

PWM vezérlő működése

Az NE555 chipen lévő időzítő figyeli a C1 kondenzátor feszültségét, amelyet eltávolítanak a THR érintkezőből. Amint eléri a maximumot, a belső tranzisztor kinyílik. Ez rövidre zárja a DIS érintkezőjét a testtel. Ebben az esetben egy logikai nulla jelenik meg az OUT kimeneten. A kondenzátor kisülni kezd a DIS-n keresztül, és amikor a feszültség nullává válik, a rendszer ellenkező állapotba kapcsol - az 1. kimeneten a tranzisztor zárva van. A kondenzátor újra töltődni kezd, és minden újra megismétlődik.

A C1 kondenzátor töltése a következő útvonalat követi: „R2->felső kar R1 ->D2”, a kisülés pedig a D1 -> alsó kar R1 -> DIS. Amikor az R1 változó ellenállást elforgatjuk, megváltoztatjuk a felső és az alsó kar ellenállásának arányát. Ami ennek megfelelően megváltoztatja az impulzushossz és a szünet arányát. A frekvenciát főként a C1 kondenzátor állítja be, és kissé függ az R1 ellenállás értékétől is. A töltés/kisütés ellenállás arányának megváltoztatásával megváltoztatjuk a munkaciklust. Az R3 ellenállás gondoskodik arról, hogy a kimenet magas szintre húzódjon – így van egy nyitott kollektoros kimenet. Ami nem képes önállóan magas szintet felállítani.

Használhat bármilyen diódát, kondenzátort, amelyek körülbelül azonos értékűek, mint az ábrán. Az egy nagyságrenden belüli eltérések nem befolyásolják jelentősen a készülék működését. A C1-ben beállított 4,7 nanofaradnál például a frekvencia 18 kHz-re esik, de szinte hallhatatlan.

Ha az áramkör összeszerelése után a kulcsvezérlő tranzisztor felforrósodik, akkor valószínűleg nem nyílik ki teljesen. Azaz nagy feszültségesés van a tranzisztoron (részben nyitott), és áram folyik rajta. Ennek eredményeként sok energia kerül a fűtésre. Célszerű az áramkört a kimeneten nagy kondenzátorokkal párhuzamosítani, különben énekelni fog és rosszul lesz szabályozva. A fütyülés elkerülése érdekében válassza a C1-et, a fütyülés gyakran onnan jön. Általánosságban elmondható, hogy az alkalmazási terület nagyon széles, fényerőszabályzóként való alkalmazása nagy teljesítményű LED-lámpákhoz, LED-szalagokhoz és spotlámpákhoz különösen ígéretes lesz, de erről majd legközelebb. Ez a cikk az ear, ur5rnp, stalker68 támogatásával készült.

1.4. Tirisztorok

1.4.1. A tirisztor működési elve

1.4.2. A tirisztor statikus áram-feszültség jellemzői

1.4.3. A tirisztor dinamikus jellemzői

1.4.4. A tirisztorok típusai

1.4.5. Zárható tirisztorok

2. Elektronikus kulcskezelési rendszerek

2.1. Általános információk az ellenőrzési sémákról

2.2. Irányító impulzusképzők

2.3. Illesztőprogramok nagy teljesítményű tranzisztorok vezérléséhez

3. Passzív alkatrészek és hűtők teljesítményelektronikai eszközökhöz

3.1. Elektromágneses alkatrészek

3.1.1. Hiszterézis

3.1.2. Veszteségek a mágneses áramkörben

3.1.3. Mágneses fluxus ellenállás

3.1.4. Modern mágneses anyagok

3.1.5. Tekercselési veszteségek

3.2. Kondenzátorok teljesítményelektronikához

3.2.1. Az MKU család kondenzátorai

3.2.2. Alumínium elektrolit kondenzátorok

3.2.3. Tantál kondenzátorok

3.2.4. Filmkondenzátorok

3.2.5. Kerámia kondenzátorok

3.3. Hőleadás teljesítményelektronikai eszközökben

3.3.1. A teljesítményelektronikus kulcsok termikus üzemmódjai

3.3.2. Erőteljes elektronikus kulcsok hűtése

4. Az erősáramú elektronikus kulcsok kezelésének elvei

4.1. Általános információ

4.2. Fázisvezérlés

4.3. Impulzus moduláció

4.4. Mikroprocesszoros vezérlőrendszerek

5. Átalakítók és feszültségszabályozók

5.1. Az átalakító technológiai eszközök fő típusai. A teljesítményelektronikai eszközök fő típusait szimbolikusan az ábra mutatja be. 5.1.

5.2. Háromfázisú egyenirányítók

5.3. Egyenértékű többfázisú áramkörök

5.4. Szabályozott egyenirányítók

5.5. A félig vezérelt egyenirányító jellemzői

5.6. Kapcsolási folyamatok egyenirányítókban

6. Impulzus-átalakítók és feszültségszabályozók

6.1. Kapcsolási feszültség szabályozó

6.1.1. Kapcsoló szabályozó PWM-mel

6.1.2. Impulzus gomb szabályozó

6.2. Szabályozók kapcsolása fojtószelep alapján

6.2.2. Boost konverter

6.2.3. Invertáló konverter

6.3. Más típusú konverterek

7. Frekvenciaváltós inverterek

7.1. Általános információ

7.2. Feszültség inverterek

7.2.1. Autonóm egyfázisú inverterek

7.2.2. Egyfázisú félhíd feszültséginverterek

7.3. Háromfázisú autonóm inverterek

8. Impulzusszélesség moduláció konverterekben

8.1. Általános információ

8.2. Hagyományos PWM módszerek önálló inverterekben

8.2.1. Feszültség inverterek

8.2.2. Háromfázisú feszültség inverter

8.3. Jelenlegi inverterek

8.4. Térvektor moduláció

8.5. Moduláció AC és DC konverterekben

8.5.1. Invert

8.5.2. Egyenesítés

9. Hálózati kapcsolt átalakítók

10. Frekvenciaváltók

10.1. Közvetlen csatolású konverter

10.2. Átalakítók köztes linkkel

10.3.1. Két transzformátoros áramkör

10.3.3. Kaszkád konverter áramkör

11. Rezonáns átalakítók

11.2. Átalakítók rezonáns áramkörrel

11.2.1. Átalakítók rezonáns áramköri elemek sorba kapcsolásával és terheléssel

11.2.2. Átalakítók párhuzamos terhelés csatlakozással

11.3. Inverterek párhuzamos soros rezonáns áramkörrel

11.4. E osztályú konverterek

11.5. Nulla feszültségű kapcsolt inverterek

12. A villamos energia minőségi mutatóira vonatkozó szabványok

12.1. Általános információ

12.2. Az egyenirányítók teljesítménytényezője és hatásfoka

12.3. A vezérelt egyenirányítók teljesítménytényezőjének javítása

12.4. Teljesítménytényező korrektor

13. AC feszültségszabályozók

13.1. Tirisztoros váltóáramú feszültségszabályozók

13.2. Tranzisztoros váltóáramú feszültségszabályozók

Kérdések az önkontrollhoz

14. A fénycsövek vezérlésének új módszerei

Kérdések az önkontrollhoz

Következtetés

Bibliográfia

620144, Jekatyerinburg, Kuibiseva, 30

8. Impulzusszélesség moduláció konverterekben

8.1. Általános információ

Az impulzusvezérlés és moduláció alapelveit a fejezet tárgyalja. 4. ábra egy egyszerű DC szabályozó áramkör példájával. Ugyanakkor meghatározásra kerülnek a lineáris impulzusrendszerek elméletében használt fő impulzusmodulációs típusok, amelyek megfelelnek az impulzusos egyenáramú konverterek vezérlésének gyakorlatának.

A váltakozó áramú konverterek feszültségeinek vagy áramainak impulzusszélesség-modulációja azonban kissé eltérő definícióval rendelkezik a teljesítményelektronikában, figyelembe véve a PWM jellemzőit az elektromosság váltakozó árammal történő átalakításával kapcsolatos problémák megoldása során. Az IEC 551-16-30 meghatározása szerint az impulzusszélesség-moduláció olyan impulzusvezérlés, amelyben az impulzusok szélességét vagy frekvenciáját, vagy mindkettőt az alapfrekvencia egy bizonyos periódusán belül modulálják, hogy meghatározott kimeneti feszültség hullámformát hozzanak létre. A legtöbb esetben a PWM-et a feszültség vagy áram szinuszosságának biztosítása érdekében hajtják végre, azaz csökkentik a fő (első) harmonikushoz képest magasabb harmonikusok szintjét, és szinuszosnak nevezik. A szinuszoiditás biztosítására a következő főbb módszerek léteznek: analóg PWM és módosításai; a magasabb harmonikusok szelektív (szelektív) elnyomása; hiszterézis vagy delta moduláció;

térvektor moduláció.

Az analóg szinuszos PWM megszervezésének klasszikus változata a kimeneti feszültséget (áramot) képező impulzusok szélességének megváltoztatása egy adott alakú feszültségjel, úgynevezett referencia vagy referencia összehasonlításával egy magasabb frekvenciájú háromszög alakú feszültségjellel. és vivőjelnek nevezik. A referenciajel modulál, és meghatározza a kimeneti feszültség (áram) kívánt alakját. Ennek a módszernek számos olyan módosítása létezik, amelyekben a moduláló jeleket a szinuszhullámtól eltérő speciális funkciók képviselik. Az előadás jegyzetei számos alapvető áramkört tárgyalnak, amelyek elmagyarázzák ezeket a PWM módszereket.

A magasabb harmonikusok szelektív elnyomásának módszerét jelenleg sikeresen alkalmazzák szoftver alapú mikroprocesszoros vezérlők segítségével. A hiszterézis moduláció a referenciajel, például egy szinuszos hullámforma relé „követésének” elvein alapul. Ez a módszer a legegyszerűbb műszaki felépítésében ötvözi a PWM és a PFM (impulzusfrekvencia-moduláció) elvét. Speciális áramköri intézkedésekkel azonban lehetőség van a modulációs frekvencia stabilizálására vagy a változási tartomány korlátozására.

A térvektor-modulációs módszer egy háromfázisú feszültségrendszer kétfázisúvá alakításán és egy általánosított térvektor előállításán alapul. Ennek a vektornak a nagyságát az alap- és modulációs frekvenciák által meghatározott pillanatokban számítjuk ki. Nagyon ígéretesnek tekinthető a háromfázisú inverterek vezérlésére, különösen elektromos hajtásokban. Ugyanakkor sok tekintetben hasonlít a hagyományos szinuszos PWM-hez.

A PWM-en alapuló vezérlőrendszerek nemcsak a feszültség vagy az áram alapharmonikusának átlagos értékeinek szinuszos alakjának biztosítását teszik lehetővé, hanem az amplitúdó, a frekvencia és a fázis értékeinek szabályozását is. Mivel ezekben az esetekben a konverter teljesen vezérelt kapcsolókat használ, lehetővé válik az AC (DC) konverterek működtetése a váltakozó áramú hálózattal együtt mind a négy kvadránsban, mind egyenirányító, mind invertáló üzemmódban a cosφ alapharmonikus teljesítménytényező tetszőleges értékével. Sőt, a vivőfrekvencia növekedésével bővülnek az inverterek kimenetén adott alakú áram és feszültség reprodukálásának lehetőségei. Ez lehetővé teszi aktív szűrők létrehozását a magasabb harmonikusok elnyomására.

A további bemutatásban használt főbb definíciókat az első módszer feszültséginverter egyfázisú félhíd áramkörében történő alkalmazásának példáján keresztül fogjuk áttekinteni (8.1. ábra, A). Ebben a feltételes diagramban a kulcsok S1 És S2 teljesen vezérelt kapcsolóelemek képviselik, kiegészítve azokkal sorba kapcsolt és párhuzamos diódákkal. A soros diódák tükrözik a kapcsolók (például tranzisztorok vagy tirisztorok) egyirányú vezetőképességét, a párhuzamos diódák pedig aktív-induktív terhelés mellett biztosítják a fordított áramok vezetését.

Referencia diagramok, moduláló u M(θ) és hordozó uábrán a H (θ) jelek láthatók. 8.1, b. Kulcsvezérlő impulzusok kialakulása S 1 és S A 2. ábrát a következő elv szerint hajtjuk végre. Nál nél u M(θ)> u H(θ) gomb S 1 be van kapcsolva, a S 2 kikapcsolva. Nál nél u M(θ)< u A H (θ) kulcsállapotok megfordulnak: S 2 - be, a S 1 - kikapcsolva. Így az inverter kimenetén két poláris impulzus formájában feszültség keletkezik. Valós áramkörökben a kapcsolók egyidejű vezetésének kiküszöbölésére S 1 és S A 2. ábra szerint bizonyos késleltetést kell biztosítani a jelek generálásának pillanatai között a gombok bekapcsolásához. Nyilvánvaló, hogy az impulzus szélessége a jel amplitúdóinak arányától függ u M(θ) és u H(θ). Az ezt a kapcsolatot jellemző paramétert amplitúdómodulációs indexnek nevezzük, és a (8.1) képlet határozza meg:

, (8.1.)

Ahol U M m és U H m - a moduláló jel maximális értékei u M(θ) és vivőjel u H(θ) ill.

Rizs. 8.1. Egyfázisú félhíd feszültséginverter: A- rendszer; b– feszültség diagramok az impulzusmodulációhoz

Vivőfrekvencia u H(θ) egyenlő a kapcsolási frekvenciával f H gombok S 1 és S 2, és általában jelentősen meghaladja a moduláló jel frekvenciáját f M. Frekvencia arány f Kéz f M a modulációs folyamat hatékonyságának fontos mutatója, és frekvenciamodulációs indexnek nevezik, amelyet a (8.2) képlet határoz meg:

Kis értékeknél M f jeleket u M(θ) és u A H(θ)-t szinkronizálni kell a nem kívánt szubharmonikusok elkerülése érdekében. B mint maximális érték Az én, amely meghatározza a szinkronizálás szükségességét, be van állítva M f = 21. Nyilvánvalóan szinkronjelekkel az együttható M fállandó érték.

ábra diagramjából. 8.1 látható, hogy a kimeneti feszültség első harmonikusának amplitúdója U 1. módosítás a (8.1) figyelembevételével a következő formában (8.3) terjeszthető elő:

(8.3)

A (8.3) szerint at M a = a kimeneti feszültség első harmonikusának amplitúdója egyenlő a félhullámú téglalap magasságával U d/2. A kimeneti feszültség első felharmonikusa relatív értékének karakterisztikus függését M a értékétől a ábra mutatja. 8.2, amelyből jól látható, hogy a változás M a 0-tól 1-ig lineárisan, és az amplitúdótól függ U 1 vagyok. Határérték M a-t a vizsgált moduláció típusának elve határozza meg, amely szerint a maximális érték U am 1 egy téglalap alakú félhullám magassága korlátozza, egyenlő U d/2. Az együttható további növelésével M a moduláció az amplitúdó nemlineáris növekedéséhez vezet U am 1 az inverter kimenetén téglalap alakú feszültség kialakulása által meghatározott maximális értékre, amely ezt követően változatlan marad.

Ha a téglalap függvényt Fourier-sorba bontjuk, akkor a maximális értéket kapjuk (8.4):

(8.4)

Ezt az értéket az indexérték korlátozza M a, 0 és megközelítőleg 3 tartományban változik. Nyilvánvaló, hogy az a-b intervallumban 1 és 3,2 közötti függvény nemlineáris (8.2. ábra). Ebben a részben az üzemmódot túlmodulációnak nevezzük.

Jelentése M f a vivőjel frekvenciájának megválasztása határozza meg u H (θ) és jelentősen befolyásolja az átalakító műszaki jellemzőit. A frekvencia növekedésével a konverterek teljesítménykapcsolóiban nőnek a kapcsolási veszteségek, ugyanakkor javul a kimeneti feszültség spektrális összetétele, és egyszerűsödik a modulációs folyamat okozta magasabb harmonikusok szűrésének a megoldása. Fontos szempont az értékválasztásnál f A H sok esetben annak szükségessége, hogy értékét a 20 kHz-nél nagyobb hangfrekvencia tartományban is biztosítani kell. Választáskor f H figyelembe kell venni az átalakító üzemi feszültségének szintjét, teljesítményét és egyéb paramétereit is.

Rizs. 8.2. A kimeneti feszültség alapharmonikusa amplitúdójának relatív értékének függése az amplitúdómodulációs indextől egyfázisú félhíd áramkör esetén

Az általános tendencia itt az M értékeinek növekedése f kis teljesítményű és alacsony feszültségű átalakítók és fordítva. Tehát a választás M f egy többszempontú optimalizálási probléma.

Impulzusmoduláció sztochasztikus folyamattal. A PWM konverterekben való alkalmazása a modulált feszültségekben és áramokban magasabb harmonikusok megjelenésével jár. Ezen túlmenően ezen paraméterek spektrális összetételében a legjelentősebb harmonikusok olyan frekvenciákon fordulnak elő, amelyek a frekvenciamodulációs index többszörösei. M fés a köréjük oldalfrekvenciákon csoportosuló csökkenő amplitúdójú harmonikusok. A magasabb harmonikusok a következő fő problémákat okozhatják:

akusztikus zaj előfordulása;

az elektromágneses összeférhetőség (EMC) romlása más elektromos eszközökkel vagy rendszerekkel.

Az akusztikus zaj fő forrásai az elektromágneses alkatrészek (fojtók és transzformátorok), amelyek az audio tartományban lévő frekvenciájú, magasabb harmonikusokat tartalmazó áramnak és feszültségnek vannak kitéve. Meg kell jegyezni, hogy zaj léphet fel bizonyos frekvenciákon, ahol a magasabb harmonikusok a legnagyobbak. A zajt okozó tényezők, mint például a magnetostrikció, megnehezítik az EMC-problémák megoldását. Az EMC problémák széles frekvenciatartományban fordulhatnak elő, az elektromos eszközök EMI érzékenységétől függően. Hagyományosan tervezési és technológiai megoldásokat alkalmaztak a zajszint csökkentésére, passzív szűrőket pedig az EMC biztosítására.

E problémák megoldásának ígéretes iránya a modulált feszültségek és áramok spektrális összetételének megváltoztatásával kapcsolatos módszerek. Ezeknek a módszereknek a lényege a frekvenciaspektrum kiegyenlítése és a kimondott harmonikusok amplitúdójának csökkentése a széles frekvenciatartományon belüli sztochasztikus eloszlásuk miatt. Ezt a technikát néha a frekvenciaspektrum „elkenésének” nevezik. Az interferencia energia koncentrációja csökken azokon a frekvenciákon, ahol a harmonikusok maximális értéket képviselhetnek. Ezeknek a módszereknek a megvalósítása nem jár semmilyen hatással a konverterek teljesítményrészének alkatrészeire, és a legtöbb esetben a szoftver korlátozza a vezérlőrendszer kisebb változtatásait.

Tekintsük röviden e módszerek megvalósításának alapelveit. A PWM a munkaciklus γ= változásán alapul tés / T n, Ahol tés - impulzus időtartama; T n- kialakulásának időszaka. Általában ezek a mennyiségek, valamint az impulzus helyzete a periódusintervallumon T nállandósult állapotban állandóak. A PWM eredményeket integrált átlagértékekként határozzuk meg. Ebben az esetben a t és a determinisztikus értékei, beleértve az impulzuspozíciót is, meghatározzák a modulált paraméterek kedvezőtlen spektrális összetételét. Ha ezek a mennyiségek egy adott γ érték megtartása mellett véletlenszerű karaktert kapnak, akkor a folyamatok sztochasztikussá válnak, és megváltozik a modulált paraméterek spektrális összetétele. Például egy ilyen véletlenszerű karakter adható az impulzus pozíciójához tés a T n periódus intervallumán, vagy ez utóbbiban sztochasztikus változást biztosítanak. Erre a célra véletlenszám-generátor használható, amely befolyásolja a modulációs frekvencia master generátort f n =1/T n. Hasonló módon megváltoztathatja az impulzus pozícióját az intervallumon belül T n nullával egyenlő matematikai elvárással. Az átlagolt γ integrálértéknek a vezérlőrendszer által meghatározott szinten kell maradnia, aminek eredményeként a modulált feszültségekben és áramokban a magasabb harmonikusok spektrális összetétele kiegyenlítődik.

Kérdések az önkontrollhoz

1. Sorolja fel a főbb PWM módszereket a szinuszos áram vagy feszültség biztosítására.

2. Mi a különbség az egypólusú és a bipoláris feszültségmoduláció között?

3. Sorolja fel a PWM fő paramétereit.

4. Milyen célra használják a sztochasztikus folyamatokkal rendelkező PWM-et?

A PWM - impulzusszélesség-moduláció elve az impulzusszélesség megváltoztatása az állandó impulzusismétlési gyakoriság fenntartása mellett. Az impulzusok amplitúdója változatlan marad.

Az impulzusszélesség-szabályozást ott alkalmazzák, ahol a terhelés által szolgáltatott teljesítmény szabályozására van szükség. Például egyenáramú villanymotorok vezérlőáramköreiben, impulzusátalakítókban, LED-lámpák fényerejének beállításához, LCD monitorok képernyőjéhez, okostelefonok és táblagépek kijelzőihez stb.

Az elektronikai eszközök másodlagos tápegységeinek többsége jelenleg impulzus-átalakítóra épül; az impulzusszélesség-modulációt alacsony frekvenciájú (audio) D osztályú erősítőkben, hegesztőgépekben, autós akkumulátortöltőkben, inverterekben stb. is alkalmazzák. A PWM lehetővé teszi, hogy növelje a másodlagos tápegységek hatékonyságát ( Efficiency) az analóg eszközök alacsony hatásfokához képest.

Az impulzusszélesség moduláció lehet analóg vagy digitális.

Analóg impulzus szélesség moduláció

Amint fentebb említettük, a jel frekvenciája és amplitúdója PWM esetén mindig állandó. A PWM jel egyik legfontosabb paramétere a munkaciklus, amely megegyezik az impulzus időtartamának arányával t a pulzus periódusra T. D = t/T . Tehát, ha 300 μs impulzustartamú és 1000 μs impulzusperiódusú PWM jelünk van, akkor a munkaciklus 300/1000 = 0,3 lesz. A kitöltési tényezőt is százalékban fejezzük ki, amelynél a kitöltési tényezőt megszorozzuk 100%-kal. A fenti példát használva a százalékos kitöltési tényező 0,3 x 100% = 30%.

Az impulzus munkaciklusa az impulzus periódusának és időtartamának aránya, azaz. a kitöltési tényező reciproka. S = T/t .

A jelfrekvencia az impulzusperiódus reciprokaként van definiálva, és a teljes impulzusok számát jelenti 1 másodperc alatt. A fenti példában 1000 µs = 0,001 s periódus esetén a frekvencia F= 1/0,001 – 1000 (Hz).

A PWM jelentése az átlagos feszültségérték szabályozása a munkaciklus megváltoztatásával. Az átlagos feszültségérték egyenlő a munkaciklus és a feszültségamplitúdó szorzatával. Tehát 0,3 munkaciklus és 12 V feszültségamplitúdó esetén az átlagos feszültségérték 0,3 x 12 = 3,6 (V). Ha a munkaciklus az elméletileg lehetséges 0% és 100% közötti tartományon belül változik, a feszültség 0 és 12 V között változik, azaz. Az impulzusszélesség-moduláció lehetővé teszi a feszültség beállítását a 0-tól a jelamplitúdóig terjedő tartományban. Ezzel szabályozzák az egyenáramú motor forgási sebességét vagy a lámpa fényerejét.

A PWM jelet egy mikrokontroller vagy analóg áramkör állítja elő. Ez a jel általában egy bipoláris vagy térhatású tranzisztoros kapcsolóáramkörön keresztül áramforráshoz csatlakoztatott nagy teljesítményű terhelést vezérli. Kapcsolási módban a félvezető eszköz nyitott vagy zárt, és a köztes állapot megszűnik. Mindkét esetben elhanyagolható hőteljesítmény disszipálódik a kapcsolón. Mivel ez a teljesítmény egyenlő a kapcsolón áthaladó áram és a rajta áthaladó feszültségesés szorzatával, és az első esetben a kapcsolón átmenő áram közel nulla, a másodikban pedig a feszültség.

Átmeneti állapotokban jelentős áram áthaladásával jelentős feszültség van a kapcsolón, pl. A disszipált hőteljesítmény is jelentős. Ezért kulcsfontosságú, hogy alacsony tehetetlenségű félvezető eszközöket használjunk gyors, több tíz nanoszekundumos nagyságrendű kapcsolási idővel.

Ha a kulcsáramkör vezérli a LED-et, akkor alacsony jelfrekvenciánál a LED a PWM jel feszültségének változásával időben villog. 50 Hz feletti jelfrekvenciákon a pislogások az emberi látás tehetetlensége miatt összeolvadnak. A LED teljes fényereje a kitöltési tényezőtől kezd függni – minél alacsonyabb a kitöltési tényező, annál gyengébb a LED világítása.

Az egyenáramú motor forgási sebességének PWM-mel történő szabályozásánál a PWM frekvenciának nagyon magasnak kell lennie, és túl kell lennie a hallható hangfrekvenciák tartományán, pl. meghaladja a 15-20 kHz-et, különben a motor „megszólal”, fülizgató nyikorgást adva ki PWM frekvencián. A motor stabilitása a frekvenciától is függ. Az alacsony frekvenciájú PWM jel alacsony működési ciklussal instabil motorműködést és akár lehetséges motorleállást is eredményezhet.

Így egy motor vezérlésénél kívánatos a PWM jel frekvenciájának növelése, de itt is van egy határ, amelyet a félvezető kapcsoló tehetetlenségi tulajdonságai határoznak meg. Ha a kulcs késéssel kapcsol, a vezérlőáramkör hibákkal kezd működni. Az energiaveszteségek elkerülése és az impulzusátalakító magas hatásfokának elérése érdekében a félvezető kapcsolónak nagy sebességgel és alacsony vezetőképességű ellenállással kell rendelkeznie.

A PWM kimenet jele egy egyszerű aluláteresztő szűrővel is átlagolható. Néha megteheti e nélkül is, mivel van egy bizonyos elektromos induktivitása és mechanikai tehetetlensége. A PWM jelek simítása természetes módon történik, ha a PWM frekvencia meghaladja a vezérelt eszköz válaszidejét.

A PWM két bemenettel valósítható meg, amelyek közül az egyiket egy segédgenerátor periodikus fűrészfog- vagy háromszögjellel, a másikat pedig moduláló vezérlőjellel látják el. A PWM impulzus pozitív részének időtartamát az az idő határozza meg, amely alatt a komparátor egyik bemenetére továbbított vezérlőjel szintje meghaladja a komparátor másik bemenetére továbbított segédgenerátor jel szintjét.

Ha a segédgenerátor feszültsége nagyobb, mint a vezérlőjel feszültsége, a komparátor kimenetén az impulzus negatív része lesz.

A komparátor kimenetén a periodikus téglalap alakú jelek munkaciklusa, így a szabályozó átlagos feszültsége a moduláló jel szintjétől függ, a frekvenciát pedig a segédgenerátor jelének frekvenciája határozza meg.

Digitális impulzusszélesség-moduláció

Létezik egy digitális PWM-nek nevezett PWM típus. Ebben az esetben a jelperiódus téglalap alakú részimpulzusokkal van kitöltve, és a periódusban lévő részimpulzusok száma szabályozva van, ami meghatározza a periódusra vonatkozó átlagos jelértéket.

A digitális PWM-ben a perióduskitöltő részimpulzusok (vagy „egyek”) a periódusban bárhol megjelenhetnek. Az egy perióduson belüli átlagos feszültségértéket csak a számuk határozza meg, míg az alimpulzusok egymás után következhetnek és egyesülhetnek. A különálló részimpulzusok a kulcs keményebb működési módját eredményezik.

Digitális PWM jelforrásként számítógépes COM portot használhat 10 bites kimeneti jellel. 8 információs bitet és 2 start/stop bitet figyelembe véve a COM port jele 1-től 9 „egyes”-et tartalmaz, ami lehetővé teszi a tápfeszültség 10-90%-a közötti feszültségszabályozást 10%-os lépésekben. .