PWM-ով, ըստ անալոգային մոդելավորման ազդանշանի b(t) նշանի (Նկար Ա), ենթակիրի լայնությունը (զարկերակային տեւողությունը (c)) փոխվում է, մինչդեռ դրանց ամպլիտուդը և կրկնության արագությունը հաստատուն են:

PWM-ը երբեմն կոչվում է երկար իմպուլսային մոդուլյացիա (CPM):

Գոյություն ունեն ՄԻԱՎՈՐ և ԿՐԿՆԱԿԱՆ PWM:

Միակողմանի PWM-ի դեպքում իմպուլսի լայնության փոփոխությունը տեղի է ունենում միայն իմպուլսի անջատման (PWM-1) տեղաշարժի պատճառով (Նկար Բ)

Եվ երկկողմանի կտրվածքով և PWM-2 իմպուլսի առջևի մասով (Նկար D)

Առավել լայնորեն կիրառվում է PWM-1-ը

Եվ մենք կենթադրենք, որ մոդելավորման ազդանշանը

փոխվում է հարմոնիկ օրենքի համաձայն, ըստ որի

Զարկերակային լայնությունը հետևյալն է.

Որտեղ
- զարկերակային տևողության շեղում

Փոխարինելով այս արժեքը նախորդին

արտահայտությունը մենք ստանում ենք PWM ազդանշանի սպեկտրալ ազդանշանը:

Առավել հարմար է PWM ազդանշանի մոդուլատորի ներդրումը ինտեգրալ սխեմաների (ICs) վրա:

Մուտք 2-ին մատակարարվում է իմպուլսային ենթակիր

Մուտք 5 – անալոգային մոդելավորման ազդանշան b(t)

PWM դեմոդուլյատորները ամենից հաճախ ցածր անցումային զտիչներ են

27. Զարկերակային փուլային մոդուլյացիան: FIm ազդանշանի մոդուլատորներ:

PIM-ով, ըստ սիմուլյացված անալոգային ազդանշանի b(t) օրենքի, փոխվում է միայն ենթակրի վիդեո իմպուլսների ժամանակավոր դիրքը, և դրանց ամպլիտուդը և տևողությունը մնում են անփոփոխ:

Եթե ​​դուք ժամանակին տարբերում եք PWM ազդանշանը, ապա ստանում եք դրական և բացասական իմպուլսներ:

Դրական իմպուլսը համապատասխանում է PWM ազդանշանի եզրին, իսկ բացասական զարկերակը համապատասխանում է դրա անջատմանը:

Միակողմանի PWM-ով դրական իմպուլսները անշարժ են, իսկ բացասական իմպուլսները տեղաշարժվում են ժամանակի առանցքի երկայնքով մոդելավորման b(t) ազդանշանի համամասնությամբ:

Անշարժ իմպուլսները կարող են վերացվել՝ օգտագործելով ակտիվ բեռով լրիվ ալիք ուղղիչ, իսկ մնացած իմպուլսները PPM ազդանշաններ են:

PPM ազդանշանի մոդուլյատորն այս դեպքում բաղկացած է PWM մոդուլյատորից, որի ելքին միացված են տարբերակիչ սարքի հեռակառավարման վահանակը և կիսաալիքային ուղղիչ OB: (տես նկարը)

PIM ազդանշանի վերլուծական արտահայտությունն ունի հետևյալ ձևը.

- զարկերակային ամպլիտուդ

- ֆունկցիա, որը նկարագրում է չափիչ իմպուլսի ծրարը:

- չափիչ զարկերակի ժամանակավոր դիրքի ստորաբաժանում

- փոխանցված հաղորդագրության իմաստը տվյալ պահին

PIM ազդանշանների հաճախականության սպեկտրը դժվար է վերլուծական կերպով ներկայացնել

PPM սպեկտրում հաղորդվող ներդաշնակ ազդանշանի ամպլիտուդի մոտավոր արժեքը հետևյալն է.

Որտեղ
- հաղորդագրությունների հաճախականությունը

- զարկերակի տևողությունը

PIM սպեկտրում փոխանցվող ազդանշանի ամպլիտուդը շատ փոքր է (շատ ավելի քիչ, քան PIM և PWM սպեկտրներում և մոդելավորման հաճախականության ֆունկցիա է
, այսինքն՝ աղավաղված):

Հետևաբար, PPM ազդանշանների դեմոդուլյացիան ցածր անցումային ֆիլտրերի միջոցով ուղղակի անհնար է:

Դրանք վերածվում են AIM կամ PWM ազդանշանների:

28. Զարկերակային հաճախականության մոդուլյացիան: Ծխի ազդանշանային դետեկտորներ:

Դետեկտորը կարող է պատրաստվել ըստ սխեմայի

Որտեղ Ֆ- ալիքի զտիչ; ԲԲԸ- ամպլիտուդի սահմանափակիչ; DC- տարբերություն. շղթա; Հեռավոր Արեւելք- ամբողջ ալիքային ուղղիչ ակտիվ բեռով; ՕԲ- մեկ կրակոց; Դ- դետեկտոր լարման կրկնապատկմամբ; LPF- ցածր անցումային ֆիլտր:

Դետեկտորի աշխատանքը բացատրվում է ժամանակային դիագրամների միջոցով:

Կապի ալիքի նեղ շղթաներով անցնելուց հետո PFM ազդանշանը նմանվում է անալոգային FM ազդանշանին: AO բլոկով այն խորապես սահմանափակված է ամպլիտուդով երկու կողմից, այնպես որ դրա ելքում կան նույնական ուղղանկյուն իմպուլսներ՝ տարբեր կրկնությունների արագությամբ և տևողությամբ: DC բլոկում այդ իմպուլսները տարբերվում են ժամանակի ընթացքում, ինչի արդյունքում իր ելքում UDC (t) ներկայացնում է ճակատներ և հատումներ: Վերջիններս շատ նեղ բազմաբևեռ իմպուլսներ են, որոնք LW բլոկում վերածվում են միաբևեռների Udv(t)՝ դրանով իսկ կրկնապատկելով կրկնության հաճախականությունը։ OB բլոկում ձևավորվում են նույն տևողության, բայց կրկնության տարբեր արագությունների միանման ուղղանկյուն իմպուլսներ, որոնք մատակարարվում են D բլոկի մուտքագրմանը: D բլոկի սխեմատիկ դիագրամ.

Շղթայի ելքում կա փոխանցվող անալոգային ազդանշան Ud(t): Որոշ դեպքերում OB բլոկը բացառվում է: Այս դետեկտորի պարամետրերի բարձր կայունությունը հանգեցրել է դրա լայն կիրառմանը նույնիսկ անալոգային FM ազդանշանների համար:

Զարկերակային լայնության մոդուլյացիան բաղկացած է միմյանց հաջորդող իմպուլսների լայնությունը (տեւողությունը) փոխելուց մշտական ​​հաճախականությամբ: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիա (PWM) - ցանկալի ազդանշանի (բազմաստիճան կամ շարունակական) մոտարկում իրական երկուականի հետ (երկու մակարդակով՝ միացված/անջատված), այնպես որ միջինում որոշակի ժամանակահատվածում դրանց արժեքները հավասար են . Հիմնական կարգավորող գործոնը իմպուլսների հարաբերական տեւողությունն է կամ աշխատանքային ցիկլը

,

որտեղ T-ն իմպուլսի կրկնության շրջանն է: Միակողմանի PWM-ի դեպքում հղման լարումը պարբերական սղոցային տատանում է: Այս դեպքում մոդուլյացիան իրականացվում է միայն մեկ զարկերակային եզրի դիրքը փոխելով: Երկկողմանի PWM-ի համար պահանջվում է եռանկյունաձև (ցանկալի է հավասարակողմ) հղման լարում: Երկկողմանի PWM-ն ավելի բարձր կատարողականություն ունի, քան միակողմանի PWM-ն, ուստի այն ավելի հաճախ է օգտագործվում: Եթե ​​մուտքային ազդանշանը երկբևեռ է, ապա ելքային լարման բևեռականությունը և միջին արժեքը պետք է փոխվեն: Այս դեպքում հնարավոր է մոդուլյացիայի երկու տեսակ՝ բազմաբևեռ PWM և միաբևեռ PWM:

1. Առաջադրանքի ձևակերպում

Այս դասընթացի աշխատանքում մշակվում է զարկերակային լայնության մոդուլատոր հետևյալ պարամետրերով.

Աղյուսակ 1. Առաջադրանքի բովանդակությունը

2. Սարքի ֆունկցիոնալ դիագրամի մշակում

Դիտարկենք սարքի ֆունկցիոնալ դիագրամը և շահագործման սկզբունքը:

Նկար 1 – Ֆունկցիոնալ դիագրամ

Հաջորդ բլոկի վրա իմպուլսներ ստեղծելու համար անհրաժեշտ է ուղղանկյուն իմպուլսային գեներատոր՝ CLAY:

Առաջադրանքի հիման վրա մենք որոշում ենք, որ հղման լարումը պետք է լինի «եռանկյուններ»: GLIN-ի ելքում մենք ունենք եռանկյունաձև իմպուլսներ, որոնք համադրողին մատակարարվող նույն հղման լարումն են:

Համեմատիչն այն սարքն է, որի բացասական մուտքը մատակարարվում է հղման ազդանշանով եռանկյունների տեսքով, իսկ դրական մուտքագրումը մատակարարվում է մոդուլացված շարունակական անալոգային ազդանշանով:

Ըստ հրահանգների՝ մոդուլացված ազդանշանը 200 Հց հաճախականությամբ սինուսոիդ է։

Բացի այդ, ըստ հրահանգների, ելքային ազդանշանների ամպլիտուդը պետք է լինի 10 Վ: Պահանջվող ամպլիտուդը տրամադրվում է էլեկտրոնային բանալիով:

3. Ֆունկցիոնալ բլոկներ

3.1 Քառակուսի զարկերակային գեներատոր

Քվարց oscillator-ը տատանումների գեներատոր է, որը սինթեզվում է քվարցային ռեզոնատորի կողմից, որը հանդիսանում է գեներատորի մի մասը: Սովորաբար ունի ցածր հզորություն:

Քվարցային ափսեի արտաքին սթրեսը առաջացնում է դրա դեֆորմացիան: Իսկ դա իր հերթին հանգեցնում է քվարցի մակերեսի վրա լիցքերի առաջացման (պիեզոէլեկտրական էֆեկտ)։ Արդյունքում, քվարցային ափսեի մեխանիկական թրթռումները ուղեկցվում են դրա մակերեսի վրա էլեկտրական լիցքի համաժամանակյա տատանումներով և հակառակը։

Ռեզոնատորի և շղթայի մնացած տարրերի միջև հաղորդակցությունն ապահովելու համար էլեկտրոդները ուղղակիորեն կիրառվում են քվարցի վրա, կամ կոնդենսատորի թիթեղների միջև տեղադրվում է քվարցային ափսե:

Մենք օգտագործում ենք Pierce Generator-ը: Շղթան օգտագործում է նվազագույն բաղադրիչներ՝ մեկ թվային ինվերտոր, մեկ դիմադրություն, երկու կոնդենսատոր և քվարց բյուրեղ, որը գործում է որպես խիստ ընտրովի ֆիլտրի տարր:

RC հաճախականության կարգավորող շղթայով գեներատոր, որի աշխատանքի սկզբունքը հիմնված է ռեզիստորի R-ի միջոցով C կոնդենսատորի լիցքավորման և լիցքաթափման գործընթացի վրա։ .

Գեներատորի սխեմայի երկրորդ ինվերտորը նախատեսված է առաջացած ուղղանկյուն տատանման ճակատների տեւողությունը նվազեցնելու համար: Սա անհրաժեշտ է նվազեցնելու հետագա շղթայի ազդեցությունը հիմնական տատանումների կայունության վրա, ինչպես նաև հաճախականության բաժանարար թվային հաշվիչների ավելի հուսալի աշխատանքի համար:

Նկար 2 – Բլոկ 1. Ուղղանկյուն լարման գեներատոր

Հաճախականության բաժանարար միացում դեպի ցանկալի հաճախականություն: Բաժանարարն իրականացնելու համար ձեզ հարկավոր է 561IE16 միկրոշրջան:

3.2 Լարման թեքահարթակի գեներատոր

Այս բլոկը եռանկյուն լարման գեներատոր է: Ներկայումս ցածր ոչ գծային գործակից ունեցող գեներատորներ (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

Մասնավորապես, սովորական են գեներատորները, որոնք հիմնված են ինտեգրատորի վրա, որը կառավարվում է ուղղանկյուն մուտքային լարման իմպուլսով: Շղթայի տարրերն են էլեկտրամատակարարումը, լիցքավորման դիմադրությունը R 6, կոնդենսատորը C3 և բեռնաթափման տրանզիստորը VT1: Գեներատորի ելքային լարումը կոնդենսատորի վրայի լարումն է, որն ուժեղացված է գործառնական ուժեղացուցիչով: Op-amp-ը ծածկված է բացասական (R 5 և R 9) և դրական (ռեզիստոր R 10) արձագանքներով:

Նկար 3 – ԿԱՎ

Գեներատորն աշխատում է հետևյալ կերպ. Այն պահին, երբ VT1 դաշտային տրանզիստորը փակ է, C3 կոնդենսատորը լիցքավորվում է R10 և R7 ռեզիստորների միջոցով: Հենց որ մենք իմպուլս ենք կիրառում VT1-ի վրա, այս դաշտային տրանզիստորի կոնդենսատորը լիցքաթափվում է:

3.3 Համեմատող

Այս բլոկը համեմատիչ է, որի էությունը երկու մուտքային ազդանշանների համեմատությունն է և ելքի վրա տարբեր տևողության իմպուլսներ ստանալը: Բացասական մուտքին մատակարարվում է հղման ազդանշան, այսինքն. «եռանկյուն իմպուլսներ», իսկ դրականի վրա՝ մոդուլացված շարունակական անալոգային ազդանշանն ինքնին։ Զարկերակային հաճախականությունը համապատասխանում է եռանկյուն իմպուլսների հաճախականությանը: Ժամանակահատվածի այն հատվածը, երբ մուտքային ազդանշանը գտնվում է հղման ազդանշանից վեր, ելքում մեկ է, իսկ դրանից ցածր՝ զրո:

Նկար 4 - Համեմատիչ

3.4 Էլեկտրոնային բանալի

Պահանջվող ամպլիտուդի ելքային իմպուլսներ ստանալու համար մենք օգտագործում ենք տրանզիստոր VT2 և «NAND» տարրը DD5: Resistor R13-ը սահմանափակում է հոսանքը տրանզիստորի բազային մուտքի վրա: Resistor R15-ը բեռ է:

Նկար 5 – Էլեկտրոնային բանալիների միացում

4. Հաշվարկային մաս և շղթայի տարրերի ընտրություն

4.1 Իմպուլսային գեներատորի հաշվարկ

Նկար 6-ը ցույց է տալիս գեներատոր, որը բաղկացած է ակտիվ տարրից՝ ինվերտորից և պասիվ տարրից՝ քվարց ռեզոնատորից:

Նկար 6 – Բյուրեղյա տատանվող

Մեկ ինվերտորի փոխարեն կարող եք տեղադրել ցանկացած տարօրինակ թվով ինվերտորներ։

Նկար 7 – Համարժեք համարժեք միացում

Քվարցային ռեզոնատորի համարժեք շղթան ներկայացված է Նկար 7-ում:

Pierce գեներատորը ամենատարածված սխեմաներից մեկն է: Դա մեկ փականի վրա գրեթե բոլոր գեներատորների հիմքն է: Քվարցն իրեն պահում է մեծ ինդուկտիվության պես, քանի որ այն միացված է զուգահեռաբար: Ռեզոնատորի ելքի վրա բեռի դերը խաղում են C1 և C2 կոնդենսատորները: C1 և C2 կոնդենսատորները խաղում են քվարցային ռեզոնատորի բեռնվածքի հզորության դերը:

Որպես ռեզոնատոր ընտրում ենք քվարցային ռեզոնատոր՝ KX-49, որի անվանական հաճախականությունը 2,4576 ՄՀց է։ Աղյուսակ 2-ում ներկայացված են քվարցային ռեզոնատորի պարամետրերը:

Աղյուսակ 2 KX-49 պարամետրեր

Լ	Ռ 1	C 0	Ֆ
30 pF	200 Օմ	7 pF	2,4576 ՄՀց

Resistor R1-ը նախատեսված է ավտոմատ կերպով գործարկելու գեներատորը, երբ հոսանքը միացված է: Նույն տարրը որոշում է ինվերտորի շահույթը, և որքան մեծ է այս շահույթը, այնքան ավելի շատ ուղղանկյուն տատանումներ կձևավորվեն դրա ելքում, և դա, իր հերթին, կհանգեցնի քվարցային տատանվող հոսանքի նվազմանը: Եկեք ընտրենք ռեզիստորի R1 արժեքը, որը հավասար է 1 Մոհմ:

R2 դիմադրությունը մեծացնում է շղթայի դիմադրությունը, որպեսզի C2 կոնդենսատորի հետ միասին մեծացնում է փուլային հերթափոխը: Դա անհրաժեշտ է, որպեսզի գեներատորը աշխատի ցանկալի հաճախականությամբ, այլ ոչ ավելի բարձր: Ռեզիստորը նաև մեկուսացնում է ինվերտորի ելքը ռեզոնատորի միացումից և դրանով իսկ պահպանում է ուղղանկյուն իմպուլսի ձևը: Դիմադրության արժեքը պետք է մոտավորապես հավասար լինի բեռնվածքի դիմադրության Z L-ին, որը կարելի է հաշվարկել՝ օգտագործելով տրված բանաձևը.

F = 2,4576 ՄՀց հաճախականությամբ իմպուլսները մատակարարվում են IE16 հաշվիչին, հաշվիչի ելքի Q7-ից ստանում ենք f/ 256 = 9,6 կՀց հաճախականությամբ իմպուլսներ:

4.2 Գծային լարման գեներատորի հաշվարկ

Նկար 5-ի միացումն ընտրված է որպես գծային փոփոխվող լարման գեներատոր:

Քննարկվող GLIN-ը պատրաստված է լարման ինտեգրատորի հիման վրա (DD2, RC միացում, էլեկտրամատակարարում U1), որը կառավարվում է քառակուսի իմպուլսային գեներատորի և սնուցման U1 սնուցման միջոցով: Երբ տրանզիստորն անջատված է, անվերահսկելի (նախնական) արտահոսքի հոսանքը հոսում է դրա միջով: Երբ տրանզիստորը բաց է, տրանզիստորի միջով հոսանքը պետք է որոշվի բեռի դիմադրության և մատակարարման լարման արժեքով:

Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի (PWM) մեթոդը ամենաարդյունավետներից մեկն է AU-ի ելքային լարման որակի բարելավման առումով: Մեթոդի հիմնական գաղափարն այն է, որ ելքային լարման կորը ձևավորվում է մի շարք բարձր հաճախականության իմպուլսների տեսքով, որոնց տևողությունը տատանվում է (մոդուլավորում) ըստ որոշակի օրենքի, շատ դեպքերում սինուսոիդային: Զարկերակային կրկնության արագությունը կոչվում է կրիչի (կամ ժամացույցի) հաճախականություն, իսկ հաճախականությունը, որով փոխվում է իմպուլսի տևողությունը՝ մոդուլյացիայի հաճախականություն։ Քանի որ կրիչի հաճախականությունը սովորաբար զգալիորեն ավելի բարձր է, քան մոդուլյացիայի հաճախականությունը, ներդաշնակությունները, որոնք կրիչի հաճախականության բազմապատիկ են և առկա են ելքային լարման սպեկտրում, համեմատաբար հեշտությամբ ճնշվում են՝ օգտագործելով համապատասխան զտիչ:

Ներկայումս հայտնի են PWM-ի մի քանի տեսակներ՝ դասակարգված ըստ տարբեր չափանիշների: Օրինակ, ելքային լարման իմպուլսների տեսակի հիման վրա մոդուլյացիան տարբերվում է միաբևեռ և երկբևեռ: Երկբևեռ մոդուլյացիայի ամենապարզ օրինակը միաֆազ կիսակամուրջ ինվերտորային շղթայում իրականացվող գործընթացներն են (նկ. 4.9): Էլեկտրաէներգիայի տրանզիստորների հիմքերին մատակարարվող հսկիչ իմպուլսները, ինչպես ցույց է տրված Նկար 4.9(բ)-ում, ձևավորվում են մոդուլացնող, ցածր հաճախականության լարումը համեմատելով սղոցող հղման լարման հետ, որի հաճախականությունը կրող հաճախականությունն է:

Ենթադրենք, որ կառավարման համակարգը կազմակերպված է այնպես, որ եթե հղման լարման ակնթարթային արժեքը մեծ է մոդուլացնող լարման արժեքից, ապա տրանզիստոր VT2-ը միացված է և բեռի վրա ձևավորվում է դրական բևեռականության զարկերակ, ինչպես ցույց է տրված Նկար 4.9(գ)-ում: Համապատասխանաբար, եթե հղման լարումը դառնում է մոդուլացնող լարման պակաս, ապա տրանզիստոր VT2-ն անջատվում է և տրանզիստոր VT1-ը միանում է, ինչը հանգեցնում է բեռի վրայով լարման բևեռականության փոփոխության: Բեռի ակտիվ-ինդուկտիվ բնույթով, ելքային լարման բևեռականությունը փոխվում է VD1 հակադարձ դիոդի ընդգրկման պատճառով, որի միջոցով փակվում է բեռի հոսանքը, որն ապահովված է ինդուկտիվ emf L-ով:

Երբ մոդուլացնող լարումը փոխվում է, փոխվում է դրական և բացասական ելքային լարման իմպուլսների տևողությունը, համապատասխանաբար, փոխվում է կրիչի հաճախականության ժամանակահատվածում լարման միջին արժեքը:

Ելքային լարման այս միջին արժեքների համադրությունը կազմում է հարթ բաղադրիչ, որի ձևը որոշվում է մոդուլացնող ազդանշանով: Երկբևեռ մոդուլյացիայի հիմնական թերությունը կրիչի հաճախականության առաջին ներդաշնակության մեծ ամպլիտուդն է։

Միաբևեռ մոդուլյացիայի դեպքում, ինչպես ցույց է տրված Նկար 4.10-ում, ելքային լարման կորի մեջ մոդուլացնող ազդանշանի մեկ կիսաալիքի ընթացքում ձևավորվում են միայն մեկ բևեռականության իմպուլսներ, իսկ հակառակ բևեռականության լարման իմպուլսների փոխարեն՝ զրոյական լարման միջակայք (զրո): դարակ) ձևավորվում է: Այս դեպքում, երբ լարման իմպուլսների տեւողությունը փոխվում է, զրոյական դարակի տեւողությունը համապատասխանաբար փոխվում է, որպեսզի կրիչի հաճախականության ժամկետը մնա հաստատուն։

Միաբևեռ մոդուլյացիան կարող է իրականացվել AIN միաֆազ կամրջային միացումում, պայմանով, որ մեկ զույգ ուժային տրանզիստորները, օրինակ, VT1 և VT4, փոխարկվեն մոդուլյացիայի ազդանշանի հաճախականությամբ, պահերին և այլն, և երկրորդ զույգ տրանզիստորները: փոխարկիչներ կրող հաճախականությամբ: Հսկիչ իմպուլսների տեւողությունը ձեւավորվում է նույն կերպ, ինչպես նախորդ դեպքում՝ հղման լարման եւ մոդուլացնող ազդանշանի համեմատության արդյունքում։ Ինվերտորի ելքի վրա զարկերակի ձևավորումը, օրինակ՝ դրական բևեռականություն, ապահովվում է VT1 և VT2 տրանզիստորների միաժամանակ միացնելով։ Քանի որ տրանզիստոր VT2-ն անջատվում է բարձր հաճախականությամբ, երբ այն անջատված է, տրանզիստոր VT1-ը մնում է միացված, ինչը հանգեցնում է տրանզիստորի VT1-ի և VD3 դիոդի միջոցով ինդուկտիվության մեջ պահվող բեռնվածքի հոսանքի փակմանը: Այս դեպքում ինվերտորի ելքի վրա լարումը հավասար է տրանզիստորի և դիոդի վրայով լարման անկումների գումարին, այսինքն. զրոյին մոտ: Նմանապես, զրոյական դարակ է ստեղծվում, երբ ձևավորվում է հարթ բաղադրիչի բացասական կես ալիք. երբ տրանզիստոր VT3-ն անջատված է, բեռնվածքի հոսանքը փակվում է տրանզիստորի VT4-ի և VD2 դիոդի միջոցով: Այսպիսով, ելքային լարման հարթ բաղադրիչի բևեռականությունը որոշվում է VT1 կամ VT4 տրանզիստորները միացնելով, իսկ բարձր հաճախականությամբ լցոնումը և, համապատասխանաբար, հարթ բաղադրիչի ձևը որոշվում է VT2 կամ VT3 տրանզիստորների միացման միջոցով:

Միաբևեռ մոդուլյացիայի հիմնական առավելությունը երկբևեռ մոդուլյացիայի համեմատությամբ բարձր հաճախականության ներդաշնակությունների ամպլիտուդների կրճատումն է։

Հարկ է նշել, որ միաբևեռ մոդուլյացիան հնարավոր չէ որոշ սխեմաներում, օրինակ՝ միաֆազ կիսակամուրջում: Այս դեպքում միաբևեռ մոդուլյացիան իրականացնելու համար անհրաժեշտ է օգտագործել ավելի բարդ սխեմաներ, օրինակ՝ Նկար 4.7-ում ներկայացված սխեման:

Բարձր հաճախականության իմպուլսների տևողության ձևավորման մեթոդի հիման վրա առանձնանում են զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի մի քանի տեսակներ, որոնցից ամենատարածվածը առաջին և երկրորդ տիպի PWM-ն է։ Առաջին տեսակի զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի դեպքում (PWM-1) առաջացած իմպուլսի տևողությունը համաչափ է մոդուլացնող ազդանշանի արժեքներին՝ ընտրված ժամանակի որոշակի, կանխորոշված ​​պահերին: PWM-1-ով իմպուլսի տևողության ձևավորման սկզբունքը պատկերված է Նկ. 4.11 (ա).

PWM-2-ով իմպուլսի տևողության ձևավորման սկզբունքը ներկայացված է Նկ. 4.11 (բ). Այս դեպքում իմպուլսի տեւողությունը որոշվում է իմպուլսի վերջում մոդուլացնող ազդանշանի արժեքով:

Տևողությունը փոխելու մեթոդի հիման վրա առանձնանում են միակողմանի և երկկողմանի մոդուլյացիան։ Օրինակ, Նկ. 4.9 ցույց է տալիս մեկ-

երրորդ կողմի մոդուլյացիա, քանի որ երբ մոդուլացնող ազդանշանը փոխվում է, փոխվում է այն պահը, երբ առաջանում է իմպուլսի միայն հետևի եզրը: Համապատասխանաբար, Նկ. Նկար 4.10-ը ցույց է տալիս երկկողմանի մոդուլյացիայի օրինակ:

Կրիչի հաճախականության հարաբերակցությունը մոդուլացնող ազդանշանի հաճախականությանը կոչվում է կրիչի հաճախականության բազմապատիկ: Բազմապատկությունը կարող է լինել կամ ամբողջ թիվ կամ կոտորակ, իսկ ընդհանուր դեպքում բազմապատիկը կարող է լինել նաև իռացիոնալ կոտորակ։ Բազմապատկությունը էապես ազդում է ելքային լարման սպեկտրային կազմի վրա, իսկ կոտորակային-ռացիոնալ բազմապատկությունների դեպքում ելքային լարման սպեկտրում հայտնվում են մոդուլացնող ազդանշանի հաճախականությունից ցածր հաճախականությամբ հարմոնիկներ։ Նման ներդաշնակությունները կոչվում են ենթահարմոնիկներ, և դրանց ամպլիտուդները մեծանում են, քանի որ կրիչի հաճախականության գործակիցը նվազում է, ինչը կարող է հանգեցնել ինվերտորի բնականոն աշխատանքի խաթարմանը: Ենթահարմոնիկները ճնշելու համար պետք է մեծացվի կրիչի հաճախականությունը, սակայն դա անխուսափելիորեն մեծացնում է անջատիչ կորուստները ինվերտերի ուժային սարքերում:

Ելքային լարման օգտակար բաղադրիչը որոշվում է հարթ բաղադրիչի ձևով, որն իր հերթին կախված է մոդուլացնող ազդանշանի ձևից կամ, ինչպես սովորաբար կոչվում է, մոդուլյացիայի օրենքից։ Ներկայումս առավել հաճախ օգտագործվում է մոդուլյացիան ըստ սինուսոիդային, trapezoidal կամ ուղղանկյուն օրենքի: Մասնավորապես, վերը քննարկված կրիչի հաճախականությամբ զարկերակային լայնության վերահսկման մեթոդը ոչ այլ ինչ է, քան PWM-ի օգտագործումը ուղղանկյուն օրենքի համաձայն:

• Ետ
• Առաջ

Պատահական նորություններ

3.2. Հանրահաշվական կայունության չափանիշներ

Երկարակեցության առաջին չափանիշներից մեկը սահմանել է պրոֆեսոր Ջ. Չափանիշը ձևակերպված է երրորդ կարգի դիֆերենցիալ հավասարումներով նկարագրված գործընթացների համար, որոնց բնորոշ հավասարումը վերածվում է ձևի՝ .

Նկար 3.4 - Դիագրամ, որը սահմանում է 3-րդ կարգի հավասարումներով նկարագրված համակարգերի կայունության տարածքը: (Վիշնեգրադսկու դիագրամ)

Եթե ​​ներմուծենք նշումը և, ապա, ըստ Վիշնեգրադսկու, որպեսզի համակարգը կայուն լինի, անհրաժեշտ է, որ, կամ. Նկար 3.4-ում XΥ =1 հիպերբոլան գծագրված է X և Υ կոորդինատներում, որը տալիս է համակարգի կայունության սահմանը: Դիմադրության տարածքների միջև գիծը սովորաբար բացվում է, որպեսզի դիմադրողական տարածքները տեսանելի լինեն ելուստից առանց լրացուցիչ բացատրության:

Նկար 3.4-ի գծապատկերում կա պարբերականության սահմանի գծագրված գիծ, ​​որը որոշվում է պայմանով, որն ունի դեմքի կետ X = Υ = 3 արժեքներով:

Վերը նկարագրված Վիշնեգրադսկու կայունության չափանիշը Routh-Hurwitz կայունության չափանիշի առանձին դեպք է: Այս չափանիշը կարելի է ձևակերպել հետևյալ կերպ՝ Hurwitz-ի առաջարկած ձևով. եթե համակարգը նկարագրված է գծային դիֆերենցիալ հավասարմամբ, որի բնորոշ հավասարումն է.

ապա որպեսզի այն կայուն լինի, այսինքն՝ բնութագրական հավասարման բարդ արմատների բոլոր իրական արմատները և իրական մասերը բացասական լինեն, անհրաժեշտ է և բավարար, որ հավասարման բոլոր գործակիցներն ունենան նույն նշանը, և անկյունագծային որոշիչը n-1 կարգի է, որը կազմված է հավասարման գործակիցներից, և նրա բոլոր անկյունագծային փոքրերը դրական կլինեն.

Անկյունագծային որոշիչը կազմված է հետևյալ կերպ.

Այսպիսով, որպեսզի համակարգը կայուն լինի, անհրաժեշտ է, որ բոլոր գործակիցներն ունենան նույն նշանը և բոլոր որոշիչները լինեն 0-ից մեծ։

Շեղանկյուն մինորների կազմման կարգը կարելի է վերլուծել հինգերորդ աստիճանի հավասարման օրինակով.

Այնուհետև մենք ստանում ենք.

Երրորդ կարգի հավասարման համար.

Ինչպես նաեւ.

Նկատի ունեցեք, որ և մենք ունենք Վիշեգրադսկու կայունության պայմաններ

Ե՛վ Վիշնեգրադսկու չափանիշը, և՛ Ռութ-Հուրվիցի չափանիշը որոշում են համակարգի կայունությունը՝ հիմնվելով բնորոշ հավասարման գործակիցների վրա և կոչվում են հանրահաշվական կայունության չափանիշներ։ Դիտարկենք դիմադրության հետազոտության մի քանի օրինակներ՝ օգտագործելով Routh-Hurwitz չափանիշը:

Օրինակ 1. Համակարգի բնութագրական հավասարումը

Սրա համար:

Ինչպես այս հավասարման բոլոր գործակիցները զրոյից մեծ են, այնպես էլ որոշիչները զրոյից մեծ են՝ համակարգը կայուն է:

Զարկերակային լայնության մոդուլյացիան բաղկացած է միմյանց հաջորդող իմպուլսների լայնությունը (տեւողությունը) փոխելուց մշտական ​​հաճախականությամբ: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիա (PWM) - ցանկալի ազդանշանի (բազմաստիճան կամ շարունակական) մոտարկում իրական երկուականի հետ (երկու մակարդակով՝ միացված/անջատված), այնպես որ միջինում որոշակի ժամանակահատվածում դրանց արժեքները հավասար են . Հիմնական կարգավորող գործոնը իմպուլսների հարաբերական տեւողությունն է կամ աշխատանքային ցիկլը

որտեղ T-ն իմպուլսի կրկնության շրջանն է: Միակողմանի PWM-ի դեպքում հղման լարումը պարբերական սղոցային տատանում է: Այս դեպքում մոդուլյացիան իրականացվում է միայն մեկ զարկերակային եզրի դիրքը փոխելով: Երկկողմանի PWM-ի համար պահանջվում է եռանկյունաձև (ցանկալի է հավասարակողմ) հղման լարում: Երկկողմանի PWM-ն ավելի բարձր կատարողականություն ունի, քան միակողմանի PWM-ն, ուստի այն ավելի հաճախ է օգտագործվում: Եթե ​​մուտքային ազդանշանը երկբևեռ է, ապա ելքային լարման բևեռականությունը և միջին արժեքը պետք է փոխվեն: Այս դեպքում հնարավոր է մոդուլյացիայի երկու տեսակ՝ բազմաբևեռ PWM և միաբևեռ PWM:

1. Առաջադրանքի ձևակերպում

Այս դասընթացի աշխատանքում մշակվում է զարկերակային լայնության մոդուլատոր հետևյալ պարամետրերով.

Աղյուսակ 1. Առաջադրանքի բովանդակությունը

2. Սարքի ֆունկցիոնալ դիագրամի մշակում

Դիտարկենք սարքի ֆունկցիոնալ դիագրամը և շահագործման սկզբունքը:

Նկար 1 – Ֆունկցիոնալ դիագրամ

Հաջորդ բլոկի վրա իմպուլսներ ստեղծելու համար անհրաժեշտ է ուղղանկյուն իմպուլսային գեներատոր՝ CLAY:

Առաջադրանքի հիման վրա մենք որոշում ենք, որ հղման լարումը պետք է լինի «եռանկյուններ»: GLIN-ի ելքում մենք ունենք եռանկյունաձև իմպուլսներ, որոնք համադրողին մատակարարվող նույն հղման լարումն են:

Համեմատիչն այն սարքն է, որի բացասական մուտքը մատակարարվում է հղման ազդանշանով եռանկյունների տեսքով, իսկ դրական մուտքագրումը մատակարարվում է մոդուլացված շարունակական անալոգային ազդանշանով:

Ըստ հրահանգների՝ մոդուլացված ազդանշանը 200 Հց հաճախականությամբ սինուսոիդ է։

Բացի այդ, ըստ հրահանգների, ելքային ազդանշանների ամպլիտուդը պետք է լինի 10 Վ: Պահանջվող ամպլիտուդը տրամադրվում է էլեկտրոնային բանալիով:

3. Ֆունկցիոնալ բլոկներ

3.1 Քառակուսի զարկերակային գեներատոր

Քվարց oscillator-ը տատանումների գեներատոր է, որը սինթեզվում է քվարցային ռեզոնատորի կողմից, որը հանդիսանում է գեներատորի մի մասը: Սովորաբար ունի ցածր հզորություն:

Քվարցային ափսեի արտաքին սթրեսը առաջացնում է դրա դեֆորմացիան: Իսկ դա իր հերթին հանգեցնում է քվարցի մակերեսի վրա լիցքերի առաջացման (պիեզոէլեկտրական էֆեկտ)։ Արդյունքում, քվարցային ափսեի մեխանիկական թրթռումները ուղեկցվում են դրա մակերեսի վրա էլեկտրական լիցքի համաժամանակյա տատանումներով և հակառակը։

Ռեզոնատորի և շղթայի մնացած տարրերի միջև հաղորդակցությունն ապահովելու համար էլեկտրոդները ուղղակիորեն կիրառվում են քվարցի վրա, կամ կոնդենսատորի թիթեղների միջև տեղադրվում է քվարցային ափսե:

Մենք օգտագործում ենք Pierce Generator-ը: Շղթան օգտագործում է նվազագույն բաղադրիչներ՝ մեկ թվային ինվերտոր, մեկ դիմադրություն, երկու կոնդենսատոր և քվարց բյուրեղ, որը գործում է որպես խիստ ընտրովի ֆիլտրի տարր:

RC հաճախականության կարգավորող շղթայով գեներատոր, որի աշխատանքի սկզբունքը հիմնված է ռեզիստորի R-ի միջոցով C կոնդենսատորի լիցքավորման և լիցքաթափման գործընթացի վրա։ .

Գեներատորի սխեմայի երկրորդ ինվերտորը նախատեսված է առաջացած ուղղանկյուն տատանման ճակատների տեւողությունը նվազեցնելու համար: Սա անհրաժեշտ է նվազեցնելու հետագա շղթայի ազդեցությունը հիմնական տատանումների կայունության վրա, ինչպես նաև հաճախականության բաժանարար թվային հաշվիչների ավելի հուսալի աշխատանքի համար:

Նկար 2 – Բլոկ 1. Ուղղանկյուն լարման գեներատոր

Հաճախականության բաժանարար միացում դեպի ցանկալի հաճախականություն: Բաժանարարն իրականացնելու համար ձեզ հարկավոր է 561IE16 միկրոշրջան:

3.2 Լարման թեքահարթակի գեներատոր

Այս բլոկը եռանկյուն լարման գեներատոր է: Ներկայումս ցածր ոչ գծային գործակից ունեցող գեներատորներ (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

Մասնավորապես, սովորական են գեներատորները, որոնք հիմնված են ինտեգրատորի վրա, որը կառավարվում է ուղղանկյուն մուտքային լարման իմպուլսով: Շղթայի տարրերն են էլեկտրամատակարարումը, լիցքավորման դիմադրությունը R 6, կոնդենսատորը C3 և բեռնաթափման տրանզիստորը VT1: Գեներատորի ելքային լարումը կոնդենսատորի վրայի լարումն է, որն ուժեղացված է գործառնական ուժեղացուցիչով: Op-amp-ը ծածկված է բացասական (R 5 և R 9) և դրական (ռեզիստոր R 10) արձագանքներով:

Նկար 3 – ԿԱՎ

Գեներատորն աշխատում է հետևյալ կերպ. Այն պահին, երբ VT1 դաշտային տրանզիստորը փակ է, C3 կոնդենսատորը լիցքավորվում է R10 և R7 ռեզիստորների միջոցով: Հենց որ մենք իմպուլս ենք կիրառում VT1-ի վրա, այս դաշտային տրանզիստորի կոնդենսատորը լիցքաթափվում է:

3.3 Համեմատող

Այս բլոկը համեմատիչ է, որի էությունը երկու մուտքային ազդանշանների համեմատությունն է և ելքի վրա տարբեր տևողության իմպուլսներ ստանալը: Բացասական մուտքին մատակարարվում է հղման ազդանշան, այսինքն. «եռանկյուն իմպուլսներ», իսկ դրականի վրա՝ մոդուլացված շարունակական անալոգային ազդանշանն ինքնին։ Զարկերակային հաճախականությունը համապատասխանում է եռանկյուն իմպուլսների հաճախականությանը: Ժամանակահատվածի այն հատվածը, երբ մուտքային ազդանշանը գտնվում է հղման ազդանշանից վեր, ելքում մեկ է, իսկ դրանից ցածր՝ զրո:

Նկար 4 - Համեմատիչ

3.4 Էլեկտրոնային բանալի

Պահանջվող ամպլիտուդի ելքային իմպուլսներ ստանալու համար մենք օգտագործում ենք տրանզիստոր VT2 և «NAND» տարրը DD5: Resistor R13-ը սահմանափակում է հոսանքը տրանզիստորի բազային մուտքի վրա: Resistor R15-ը բեռ է:

Նկար 5 – Էլեկտրոնային բանալիների միացում

4. Հաշվարկային մաս և շղթայի տարրերի ընտրություն

4.1 Իմպուլսային գեներատորի հաշվարկ

Նկար 6-ը ցույց է տալիս գեներատոր, որը բաղկացած է ակտիվ տարրից՝ ինվերտորից և պասիվ տարրից՝ քվարց ռեզոնատորից:

Նկար 6 – Բյուրեղյա տատանվող

Մեկ ինվերտորի փոխարեն կարող եք տեղադրել ցանկացած տարօրինակ թվով ինվերտորներ։

Նկար 7 – Համարժեք համարժեք միացում

Քվարցային ռեզոնատորի համարժեք շղթան ներկայացված է Նկար 7-ում:

Pierce գեներատորը ամենատարածված սխեմաներից մեկն է: Դա մեկ փականի վրա գրեթե բոլոր գեներատորների հիմքն է: Քվարցն իրեն պահում է մեծ ինդուկտիվության պես, քանի որ այն միացված է զուգահեռաբար: Ռեզոնատորի ելքի վրա բեռի դերը խաղում են C1 և C2 կոնդենսատորները: C1 և C2 կոնդենսատորները խաղում են քվարցային ռեզոնատորի բեռնվածքի հզորության դերը:

Որպես ռեզոնատոր ընտրում ենք քվարցային ռեզոնատոր՝ KX-49, որի անվանական հաճախականությունը 2,4576 ՄՀց է։ Աղյուսակ 2-ում ներկայացված են քվարցային ռեզոնատորի պարամետրերը:

Աղյուսակ 2 KX-49 պարամետրեր

Լ	Ռ 1	C 0	Ֆ
30 pF	200 Օմ	7 pF	2,4576 ՄՀց

Resistor R1-ը նախատեսված է ավտոմատ կերպով գործարկելու գեներատորը, երբ հոսանքը միացված է: Նույն տարրը որոշում է ինվերտորի շահույթը, և որքան մեծ է այս շահույթը, այնքան ավելի շատ ուղղանկյուն տատանումներ կձևավորվեն դրա ելքում, և դա, իր հերթին, կհանգեցնի քվարցային տատանվող հոսանքի նվազմանը: Եկեք ընտրենք ռեզիստորի R1 արժեքը, որը հավասար է 1 Մոհմ:

R2 դիմադրությունը մեծացնում է շղթայի դիմադրությունը, որպեսզի C2 կոնդենսատորի հետ միասին մեծացնում է փուլային հերթափոխը: Դա անհրաժեշտ է, որպեսզի գեներատորը աշխատի ցանկալի հաճախականությամբ, այլ ոչ ավելի բարձր: Ռեզիստորը նաև մեկուսացնում է ինվերտորի ելքը ռեզոնատորի միացումից և դրանով իսկ պահպանում է ուղղանկյուն իմպուլսի ձևը: Դիմադրության արժեքը պետք է մոտավորապես հավասար լինի բեռնվածքի դիմադրության Z L-ին, որը կարելի է հաշվարկել՝ օգտագործելով տրված բանաձևը.

F = 2,4576 ՄՀց հաճախականությամբ իմպուլսները մատակարարվում են IE16 հաշվիչին, հաշվիչի ելքի Q7-ից ստանում ենք f/ 256 = 9,6 կՀց հաճախականությամբ իմպուլսներ:

4.2 Գծային լարման գեներատորի հաշվարկ

Նկար 5-ի միացումն ընտրված է որպես գծային փոփոխվող լարման գեներատոր:

Քննարկվող GLIN-ը պատրաստված է լարման ինտեգրատորի հիման վրա (DD2, RC միացում, էլեկտրամատակարարում U1), որը կառավարվում է քառակուսի իմպուլսային գեներատորի և սնուցման U1 սնուցման միջոցով: Երբ տրանզիստորն անջատված է, անվերահսկելի (նախնական) արտահոսքի հոսանքը հոսում է դրա միջով: Երբ տրանզիստորը բաց է, տրանզիստորի միջով հոսանքը պետք է որոշվի բեռի դիմադրության և մատակարարման լարման արժեքով:

Երբ ինտեգրատորի ելքում Uc(t) գծային փոփոխվող լարումը հասնում է գործառնական լարման արժեքին, ուղարկվում է հսկիչ ազդանշան, որի ազդեցության տակ բացվում է առանցքային տրանզիստորը VT1՝ լիցքաթափելով կոնդենսատորը։ Գործընթացը այնուհետև կրկնվում է հետևյալ ժամանակահատվածով.

Մենք հաճախականությունը սահմանել ենք 9,6 կՀց:

Ցանկալի է ընտրել Ucm նվազագույն լարումը, որպեսզի վերացվի ցրման ազդեցությունը ստեղծվող լարման ոչ գծային գործակցի վրա օգտագործվող դիմադրիչների պարամետրերում։

Կոնդենսատորի վրա առավելագույն լարումը կապված է տևողության կախվածության հետ

տ

Մենք ընտրում ենք U1 = 5V, U2 = 0V, ապա Ucm = 5V:

Մենք ընտրում ենք R 6 = R 5 = 10 kOhm, ապա C 3 = 96 nF:

Ելնելով հետևյալից՝ մենք գտնում ենք R9.

Uout = 10 V, ապա՝ R 9 = Ucmax*R 6 / Uout = 5*10000/10≈ 2 kOhm, վերցրեք ամենամոտ անվանական արժեքը

R 9 = R 10 = 2 kOhm

140UD7-ն ընտրվել է որպես op-amp DD3: Էլեկտրամատակարարում ± 10 Վ.

4.3 Համեմատիչի ընտրություն

521CA3-ն օգտագործվում է որպես DD4 համեմատիչ՝ PWM-ի կայուն աշխատանք ապահովելու համար:

521CA3 անալոգային համեմատիչի տեխնիկական բնութագրերը

Անալոգային LM111

Մուտքային հոսանք ոչ ավելի, քան 100 նԱ

Շահույթի գործակիցը 200000-ից ոչ պակաս

Բեռնման հոսանք մինչև 50 մԱ

Էլեկտրամատակարարում +5...+30 կամ ±3...±15 Վ

Օգտագործման ոլորտները

Զրոյական հատման դետեկտորներ

Լարման դետեկտորներ

Զարկերակային լայնության մոդուլատորներ

Ճշգրիտ ուղղիչներ

Անալոգային թվային փոխարկիչներ

R12 դիմադրությունը D1 և D2 դիոդների հետ համատեղ սահմանափակում է մուտքային ազդանշանի ճոճանակը: Դիոդների շնորհիվ մենք սահմանափակում ենք մուտքային լարման ճոճանակը -12,6 Վ-ից մինչև +12,6 Վ արժեքներով, պայմանն այն է, որ բացասական մուտքային լարումը չպետք է հասնի խզման լարման արժեքին (օրինակ՝ նման դիոդի համար. KD510Aայս արժեքը - 50 Վ):

Աղյուսակ 3 Ընտրված տրանզիստորի պարամետրերը

Անուն	U arr. , ՄԻՆ	Ես՝ մաքս, Ա	ես եմ. առավելագույնը, μA	F d max, kHz
KD510A	50	0.2	5	200000

4.4 Էլեկտրոնային բանալիների հաշվարկ

Որպես բանալի ընտրված է հետևյալ սխեման.

Նկար 9 – Էլեկտրոնային բանալիների միացում

Rn =0.5 k Ohm, Uout =10V:

Ik=Uout/Rn=10/500=50mA

Օգտագործելով տեղեկատու գրքույկը, մենք փնտրում ենք տրանզիստոր, որը կարող է դիմակայել տվյալ կոլեկտորի հոսանքին (0,05A): KT315A տրանզիստորը պահպանում է մինչև 0,1 Ա հաստատուն հոսանք:

Տեղեկատվական գրքից - h21e, KT315A-ի համար

Բազային հոսանքը մենք համարում ենք Ib=Ik/h21e=0,05/30≈ 1,67 մԱ, բազային պետք է մատակարարվի առնվազն 167 μA հոսանք։

R14 – համընկնող դիմադրություն DD3-ի և տրանզիստորի VT2-ի միջև: Եկեք ընտրենք R16 = 200 Ohm:

R out =R 15 =500 Ohm ըստ հրահանգների, ընտրեք 510 Ohm շարքից: ելքում դուք պետք է ստանաք 10 Վ, այնուհետև հաշվարկեք ռեզիստորի R 14 արժեքը

(U մատակարարում -U դուրս)/R 14 =U դուրս/R 15,

որտեղից R 14 = 2R 15 /10 = 102 Ohm, ստանդարտ շարքից մենք ընտրում ենք 100 Ohm անվանական արժեքը: Էլեկտրաէներգիայի սպառում 10V*1.25mA≈0.0125 Վտ

Աղյուսակ 4. Ընտրված տրանզիստորի KT315A պարամետրերը

5. Շղթայի մոդելավորում

Ելքային ազդանշան եռանկյունի իմպուլսային գեներատորից.

Ելքային ազդանշան քառակուսի ալիքի գեներատորից.

Մոդելավորված ազդանշան.

Մոդուլյացիայի գործընթաց.

Արդյունք ժամանակաշրջան:

Իմպուլսի ամենակարճ տևողությունը.

Տևողությունը պետք է լինի 5,12 մկվ: Գրաֆիկը ցույց է տալիս, որ այն 5,56 մկվ է։

Զարկերակային ամենաերկար տևողությունը.

Զարկերակի տևողությունը պետք է լինի 97,37 մկվ: Գրաֆիկը ցույց է տալիս, որ այն հավասար է 97,74 մկվ:

Եզրակացություն

Այս դասընթացի աշխատանքում մենք մշակեցինք սխեմա և հաշվարկեցինք զարկերակային լայնության մոդուլատորի սխեման: PWM սարքի մուտքին մատակարարվում է սինուսոիդ՝ ըստ սպեցիֆիկացիայի հաճախականությամբ՝ 200 Հց, ելքում ունենք փոխարկված PWM ազդանշան, որի ամպլիտուդը 10 Վ է: Հարաբերական տևողության փոփոխությունների միջակայքը Այս PWM-ի ելքային իմպուլսները կազմում են - 0,05 ÷ 0,95: Մշակված զարկերակային լայնության մոդուլյատորը բավականին պարզ է: Շղթան մոդելավորվել է CircuitMaker փաթեթի միջոցով:

Օգտագործված գրականության ցանկ

1. Altshuller G.B., Elfimov N.N., Shakulin V.G. Քվարցային ռեզոնատորներ. տեղեկատու ուղեցույց: M.: Radio and Communications, 1984.-232 pp., ill.

2. Horwitz P., Hill W. The Art of Circuit Design: Trans. անգլերենից - Էդ. վեցերորդ. Մ.: Միր, 2001:

3. Դասախոսության դասընթաց ECiMS-ի վերաբերյալ (ուսուցիչ Ի.Բ. Անդրեև):

4. Թվային CMOS միկրոսխեմաներ, տեղեկատու, Partala O.N. – Սանկտ Պետերբուրգ: Գիտություն և տեխնոլոգիա, 2001. - 400 էջ նկարազարդումներով:

5. Լ.Լաբուտին, Քվարցային ռեզոնատորներ։ - Ռադիո, 1975, թիվ 3։

6. Ուղղանկյուն զարկերակային գեներատորներ՝ հիմնված CMOS չիպերի վրա: Վ.Ստրիժով, Շրջանակ, 2000, թիվ 2, էջ 28

7. Zabrodin Yu.S., Արդյունաբերական էլեկտրոնիկա. Դասագիրք համալսարանների համար: - Մ.: Ավելի բարձր: School, 1982. – 496 p., ill.

1.4. Տրիստորներ

1.4.1. Տրիստորի շահագործման սկզբունքը

1.4.2. Տրիստորի ստատիկ հոսանք-լարման բնութագրերը

1.4.3. Տրիստորի դինամիկ բնութագրերը

1.4.4. Տրիստորների տեսակները

1.4.5. Փակվող թրիստորներ

2. Էլեկտրոնային բանալիների կառավարման սխեմաներ

2.1. Ընդհանուր տեղեկություններ հսկողության սխեմաների մասին

2.2. Վերահսկեք զարկերակային ձևավորողներ

2.3. Վարորդներ հզոր տրանզիստորների կառավարման համար

3. Պասիվ բաղադրիչներ և հովացուցիչներ ուժային էլեկտրոնային սարքերի համար

3.1. Էլեկտրամագնիսական բաղադրիչներ

3.1.1. Հիստերեզ

3.1.2. Կորուստները մագնիսական շղթայում

3.1.3. Մագնիսական հոսքի դիմադրություն

3.1.4. Ժամանակակից մագնիսական նյութեր

3.1.5. Ոլորման կորուստներ

3.2. Կոնդենսատորներ ուժային էլեկտրոնիկայի համար

3.2.1. MKU ընտանիքի կոնդենսատորներ

3.2.2. Ալյումինե էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորներ

3.2.3. Տանտալի կոնդենսատորներ

3.2.4. Ֆիլմի կոնդենսատորներ

3.2.5. Կերամիկական կոնդենսատորներ

3.3. Ջերմության արտանետումը էլեկտրաէներգիայի էլեկտրոնային սարքերում

3.3.1. Սնուցման էլեկտրոնային ստեղների ջերմային գործառնական ռեժիմներ

3.3.2. Էլեկտրական էլեկտրական ստեղների սառեցում

4. Հզորության էլեկտրոնային բանալիների կառավարման սկզբունքները

4.1. Ընդհանուր տեղեկություն

4.2. Ֆազային հսկողություն

4.3. Զարկերակային մոդուլյացիա

4.4. Միկրոպրոցեսորային կառավարման համակարգեր

5. Փոխարկիչներ և լարման կարգավորիչներ

5.1. Փոխարկիչ տեխնոլոգիայի սարքերի հիմնական տեսակները. Էլեկտրաէներգիայի էլեկտրոնիկայի սարքերի հիմնական տեսակները խորհրդանշականորեն պատկերված են Նկ. 5.1.

5.2. Եռաֆազ ուղղիչներ

5.3. Համարժեք բազմաֆազ սխեմաներ

5.4. Վերահսկվող ուղղիչներ

5.5. Կիսակառավարվող ուղղիչի առանձնահատկությունները

5.6. Անցման գործընթացները ուղղիչ սարքերում

6. Զարկերակային փոխարկիչներ և լարման կարգավորիչներ

6.1. Անցման լարման կարգավորիչ

6.1.1. Անջատիչ կարգավորիչ PWM-ով

6.1.2. Զարկերակային բանալի կարգավորիչ

6.2. Անջատիչ կարգավորիչներ, որոնք հիմնված են խեղդուկի վրա

6.2.2. Boost փոխարկիչ

6.2.3. Inverting փոխարկիչ

6.3. Փոխարկիչների այլ տեսակներ

7. Հաճախականության փոխարկիչների ինվերտորներ

7.1. Ընդհանուր տեղեկություն

7.2. Լարման ինվերտորներ

7.2.1. Ինվերտորներ, ինքնավար միաֆազ

7.2.2. Միաֆազ կիսակամուրջ լարման ինվերտորներ

7.3. Եռաֆազ ինքնավար ինվերտորներ

8. Իմպուլսի լայնության մոդուլյացիան փոխարկիչներում

8.1. Ընդհանուր տեղեկություն

8.2. Ավանդական PWM մեթոդներ ինքնուրույն ինվերտորներում

8.2.1. Լարման ինվերտորներ

8.2.2. Եռաֆազ լարման ինվերտոր

8.3. Ընթացիկ ինվերտորներ

8.4. Տիեզերական վեկտորի մոդուլյացիա

8.5. Մոդուլյացիա AC և DC փոխարկիչներում

8.5.1. Շրջել

8.5.2. Ուղղում

9. Ցանցային փոխարկիչներ

10. Հաճախականության փոխարկիչներ

10.1. Ուղղակի զուգակցված փոխարկիչ

10.2. Փոխարկիչներ միջանկյալ կապով

10.3.1. Երկու տրանսֆորմատորային միացում

10.3.3. Կասկադի փոխարկիչի միացում

11. Ռեզոնանսային փոխարկիչներ

11.2. Փոխարկիչներ ռեզոնանսային շղթայով

11.2.1. Փոխարկիչներ՝ ռեզոնանսային շղթայի տարրերի և բեռի սերիական միացումով

11.2.2. Փոխարկիչներ զուգահեռ բեռի միացումով

11.3. Զուգահեռ շարքի ռեզոնանսային շղթայով ինվերտորներ

11.4. E դասի փոխարկիչներ

11.5. Զրոյական լարման միացված ինվերտորներ

12. Էլեկտրական էներգիայի որակի ցուցիչների ստանդարտներ

12.1. Ընդհանուր տեղեկություն

12.2. Ուղղիչ սարքերի հզորության գործակիցը և արդյունավետությունը

12.3. Վերահսկվող ուղղիչ սարքերի հզորության գործոնի բարելավում

12.4. Հզորության գործակիցի ուղղիչ

13. AC լարման կարգավորիչներ

13.1. AC լարման կարգավորիչներ, որոնք հիմնված են թրիստորների վրա

13.2. Տրանզիստորի AC լարման կարգավորիչներ

Հարցեր ինքնատիրապետման համար

14. Լյումինեսցենտային լամպերի կառավարման նոր մեթոդներ

Հարցեր ինքնատիրապետման համար

Եզրակացություն

Մատենագիտություն

620144, Եկատերինբուրգ, Կույբիշևա, 30

8. Իմպուլսի լայնության մոդուլյացիան փոխարկիչներում

8.1. Ընդհանուր տեղեկություն

Զարկերակային հսկողության և մոդուլյացիայի սկզբունքները քննարկվում են գլխում: 4 օգտագործելով պարզ DC կարգավորիչի սխեմայի օրինակը: Միևնույն ժամանակ, սահմանումներ են տրվում գծային իմպուլսային համակարգերի տեսության մեջ օգտագործվող իմպուլսային մոդուլյացիայի հիմնական տեսակների մասին, որոնք համապատասխանում են իմպուլսային DC փոխարկիչների կառավարման պրակտիկային:

Այնուամենայնիվ, AC փոխարկիչներում լարումների կամ հոսանքների իմպուլսային լայնության մոդուլյացիան ուժային էլեկտրոնիկայի մեջ մի փոքր այլ սահմանում ունի՝ հաշվի առնելով PWM-ի առանձնահատկությունները փոփոխական հոսանքի միջոցով էլեկտրաէներգիայի փոխակերպման խնդիրները լուծելիս: Ինչպես սահմանված է IEC 551-16-30-ում, իմպուլսային լայնության մոդուլյացիան իմպուլսային հսկողություն է, որի դեպքում իմպուլսների լայնությունը կամ հաճախականությունը կամ երկուսն էլ մոդուլացվում են հիմնական հաճախականության որոշակի ժամանակահատվածում՝ ելքային լարման որոշակի ալիքի ձև ստեղծելու համար: Շատ դեպքերում PWM-ն իրականացվում է լարման կամ հոսանքի սինուսոիդայնությունը ապահովելու համար, այսինքն՝ նվազեցնելով ավելի բարձր ներդաշնակության մակարդակը հիմնական (առաջին) հարմոնիկի նկատմամբ և կոչվում է սինուսոիդային: Գոյություն ունեն սինուսոիդայնության ապահովման հետևյալ հիմնական մեթոդները՝ անալոգային PWM և դրա փոփոխությունները; բարձր ներդաշնակության ընտրովի (ընտրովի) ճնշում; հիստերեզիս կամ դելտա մոդուլյացիա;

տիեզերական վեկտորի մոդուլյացիա.

Անալոգային սինուսոիդային PWM-ի կազմակերպման դասական տարբերակն է փոխել իմպուլսների լայնությունը, որոնք կազմում են ելքային լարումը (հոսանքը)՝ համեմատելով տվյալ ձևի լարման ազդանշանը, որը կոչվում է հղում կամ հղում, ավելի բարձր հաճախականությամբ եռանկյուն լարման ազդանշանի հետ։ և կանչեց կրիչի ազդանշան: Հղման ազդանշանը մոդուլացնող է և որոշում է ելքային լարման (հոսանքի) անհրաժեշտ ձևը: Այս մեթոդի բազմաթիվ փոփոխություններ կան, որոնցում մոդուլացնող ազդանշանները ներկայացված են հատուկ գործառույթներով, բացի սինուսային ալիքից: Դասախոսության նոտաներում կքննարկվեն մի քանի հիմնական սխեմաներ, որոնք բացատրում են այս PWM մեթոդները:

Ավելի բարձր ներդաշնակության ընտրովի ճնշման մեթոդը ներկայումս հաջողությամբ իրականացվում է ծրագրային ապահովման վրա հիմնված միկրոպրոցեսորային կարգավորիչների միջոցով: Հիստերեզի մոդուլյացիան հիմնված է հղման ազդանշանի ռելեի «հետևման» սկզբունքների վրա, օրինակ՝ սինուսոիդային ալիքի ձևի: Իր ամենապարզ տեխնիկական ձևավորման մեջ այս մեթոդը համատեղում է PWM և PFM (զարկերակային հաճախականության մոդուլյացիա) սկզբունքները: Այնուամենայնիվ, շղթայի հատուկ միջոցառումների միջոցով հնարավոր է կայունացնել մոդուլյացիայի հաճախականությունը կամ սահմանափակել դրա փոփոխության շրջանակը:

Տիեզերական վեկտորի մոդուլյացիայի մեթոդը հիմնված է եռաֆազ լարման համակարգը երկփազի փոխակերպելու և ընդհանրացված տիեզերական վեկտորի ստացման վրա։ Այս վեկտորի մեծությունը հաշվարկվում է հիմնական և մոդուլացնող հաճախականություններով որոշվող պահերին։ Այն համարվում է շատ խոստումնալից եռաֆազ ինվերտորների կառավարման համար, մասնավորապես, երբ օգտագործվում է էլեկտրական շարժիչներում: Միևնույն ժամանակ, այն շատ առումներով նման է ավանդական սինուսոիդային PWM-ին:

PWM-ի վրա հիմնված կառավարման համակարգերը թույլ են տալիս ոչ միայն ապահովել լարման կամ հոսանքի հիմնարար ներդաշնակության միջին արժեքների սինուսոիդային ձև, այլև վերահսկել դրա ամպլիտուդի, հաճախականության և փուլի արժեքները: Քանի որ այս դեպքերում փոխարկիչն օգտագործում է լիովին կառավարվող անջատիչներ, հնարավոր է դառնում AC (DC) փոխարկիչների աշխատանքը AC ցանցի հետ միասին բոլոր չորս քառորդներում ինչպես ուղղիչ, այնպես էլ շրջող ռեժիմներում՝ cosφ հիմնարար ներդաշնակ հզորության գործակցի ցանկացած արժեքով: -1-ից 1-ի միջակայքում: Ավելին, կրիչի հաճախականության աճով ընդլայնվում են ինվերտորների ելքում տվյալ ձևի հոսանքի և լարման վերարտադրման հնարավորությունները: Սա թույլ է տալիս ստեղծել ակտիվ զտիչներ՝ ավելի բարձր ներդաշնակությունը ճնշելու համար:

Մենք կդիտարկենք հիմնական սահմանումները, որոնք օգտագործվում են հետագա ներկայացման մեջ՝ օգտագործելով առաջին մեթոդի կիրառման օրինակը լարման ինվերտորի միաֆազ կիսակամուրջ միացումում (նկ. 8.1, Ա) Այս պայմանական դիագրամում ստեղները Ս1 Եվ Ս2 ներկայացված են ամբողջությամբ կառավարվող անջատիչ տարրերով, որոնք լրացվում են հաջորդաբար միացված դիոդներով և դրանց զուգահեռ: Սերիայի դիոդները արտացոլում են անջատիչների միակողմանի հաղորդունակությունը (օրինակ՝ տրանզիստորներ կամ թրիստորներ), իսկ զուգահեռ դիոդներն ապահովում են հակադարձ հոսանքների անցկացումը ակտիվ ինդուկտիվ բեռով։

Հղման դիագրամներ, մոդուլացնող u M(θ) և կրող u H (θ) ազդանշանները ներկայացված են Նկ. 8.1, բ. Հիմնական կառավարման իմպուլսների ձևավորում Ս 1 և Ս 2-ն իրականացվում է հետևյալ սկզբունքով. ժամը u M (θ) > u H(θ) բանալի Ս 1-ը միացված է, ա Ս 2 անջատված. ժամը u M(θ)< u H (θ) հիմնական վիճակները հակադարձվում են. Ս 2 - վրա, ա Ս 1 - անջատված: Այսպիսով, ինվերտորի ելքի վրա լարում է առաջանում երկու բևեռային իմպուլսների տեսքով: Իրական սխեմաներում անջատիչների միաժամանակյա անցկացումը վերացնելու համար Ս 1 և Ս 2, այս ստեղները միացնելու համար ազդանշանների ստեղծման պահերի միջև պետք է ապահովվի որոշակի ուշացում: Ակնհայտ է, որ իմպուլսի լայնությունը կախված է ազդանշանի ամպլիտուդների հարաբերակցությունից uՄ(θ) և u H(θ). Այս հարաբերությունը բնութագրող պարամետրը կոչվում է ամպլիտուդի մոդուլյացիայի ինդեքս և որոշվում է բանաձևով (8.1).

, (8.1.)

Որտեղ UՄ մ և U H m - մոդուլացնող ազդանշանի առավելագույն արժեքները u M(θ) և կրիչի ազդանշան u H(θ) համապատասխանաբար:

Բրինձ. 8.1. Միաֆազ կիսակամուրջի լարման ինվերտոր. Ա- սխեման; բ- լարման դիագրամներ իմպուլսային մոդուլյացիայի համար

Փոխադրողի հաճախականությունը u H(θ) հավասար է անջատման հաճախականությանը զ H ստեղներ Ս 1 և Ս 2 և սովորաբար զգալիորեն գերազանցում է մոդուլացնող ազդանշանի հաճախականությունը զՄ. Հաճախականության հարաբերակցությունը զՀ և զ M-ը մոդուլյացիայի գործընթացի արդյունավետության կարևոր ցուցիչ է և կոչվում է հաճախականության մոդուլյացիայի ինդեքս, որը որոշվում է (8.2) բանաձևով.

Փոքր արժեքներով Մ զազդանշաններ uՄ(θ) և u H(θ)-ը պետք է համաժամանակացվի՝ խուսափելու անցանկալի ենթահարմոնիկությունից: B որպես առավելագույն արժեք Իմ, որը որոշում է համաժամացման անհրաժեշտությունը, դրված է Մ զ = 21. Ակնհայտ է, որ սինխրոն ազդանշաններով գործակիցը Մ զհաստատուն արժեք է:

Նկ.-ի դիագրամից: 8.1 երևում է, որ ելքային լարման առաջին ներդաշնակության առատությունը U am 1-ը, հաշվի առնելով (8.1) կարելի է ներկայացնել հետևյալ ձևով (8.3).

(8.3)

Համաձայն (8.3) ժամը Մ a = ելքային լարման առաջին ներդաշնակության 1 ամպլիտուդը հավասար է կիսաալիքի ուղղանկյունի բարձրությանը Uդ/2. Ելքային լարման առաջին ներդաշնակության հարաբերական արժեքի բնորոշ կախվածությունը M a-ի արժեքից ներկայացված է Նկ. 8.2, որից պարզ է դառնում, որ փոփոխությունը Մ a 0-ից 1-ը գծային և կախված է ամպլիտուդից Uժամը 1. Սահմանային արժեքը Մա որոշվում է դիտարկվող մոդուլյացիայի տեսակի սկզբունքով, ըստ որի առավելագույն արժեքը U am 1-ը սահմանափակվում է ուղղանկյուն ձևի կիսաալիքի բարձրությամբ, հավասար է Uդ/2. Գործակիցի հետագա աճով Մմոդուլյացիան հանգեցնում է ամպլիտուդի ոչ գծային աճի U am 1 առավելագույն արժեքին, որը որոշվում է ինվերտորի ելքում ուղղանկյուն լարման ձևավորմամբ, որը հետագայում մնում է անփոփոխ:

Ուղղանկյուն ֆունկցիան ընդլայնելով Ֆուրիեի շարքի մեջ՝ տալիս է առավելագույն արժեքը (8.4).

(8.4)

Այս արժեքը սահմանափակվում է ինդեքսի արժեքով Մ a, տատանվում է 0-ից մինչև մոտավորապես 3-ի միջակայքում: Ակնհայտ է, որ a-b միջակայքում 1-ից մինչև 3.2 ֆունկցիան ոչ գծային է (նկ. 8.2): Այս բաժնում գործող ռեժիմը կոչվում է գերմոդուլյացիա:

Իմաստը Մ զորոշվում է կրիչի ազդանշանի հաճախականության ընտրությամբ u H (θ) և զգալիորեն ազդում է փոխարկիչի տեխնիկական բնութագրերի վրա: Հաճախականության աճի հետ փոխարկիչների հոսանքի անջատիչների միացման կորուստները մեծանում են, բայց միևնույն ժամանակ բարելավվում է ելքային լարման սպեկտրալ կազմը և պարզեցվում է մոդուլյացիայի գործընթացով առաջացած բարձր ներդաշնակությունների զտման խնդրի լուծումը: Արժեքի ընտրության կարևոր գործոն զ H-ն շատ դեպքերում անհրաժեշտ է ապահովել դրա արժեքը 20 կՀց-ից ավելի ձայնային հաճախականության տիրույթում: Ընտրելիս զՀ պետք է նաև հաշվի առնել փոխարկիչի գործառնական լարման մակարդակը, նրա հզորությունը և այլ պարամետրերը:

Բրինձ. 8.2. Ելքային լարման հիմնարար ներդաշնակության ամպլիտուդի հարաբերական արժեքի կախվածությունը ամպլիտուդային մոդուլյացիայի ինդեքսից միաֆազ կիսակամուրջ շղթայի համար

Այստեղ ընդհանուր միտումը M-ի արժեքների աճն է զցածր հզորության և ցածր լարման փոխարկիչներ և հակառակը: Այսպիսով, ընտրությունը Մ զբազմաչափ օպտիմալացման խնդիր է:

Զարկերակային մոդուլյացիան ստոխաստիկ պրոցեսով. PWM-ի օգտագործումը փոխարկիչներում կապված է մոդուլացված լարումների և հոսանքների մեջ ավելի բարձր ներդաշնակության տեսքի հետ: Ավելին, այս պարամետրերի սպեկտրային կազմի մեջ ամենակարևոր ներդաշնակությունները տեղի են ունենում հաճախականության մոդուլյացիայի ինդեքսի բազմապատիկ հաճախականություններում: Մ զև ներդաշնակություններ՝ նվազող ամպլիտուդներով, որոնք խմբավորված են դրանց շուրջ կողային հաճախականություններով։ Ավելի բարձր ներդաշնակությունը կարող է առաջացնել հետևյալ հիմնական խնդիրները.

ակուստիկ աղմուկի առաջացում;

էլեկտրամագնիսական համատեղելիության (EMC) վատթարացում այլ էլեկտրական սարքերի կամ համակարգերի հետ:

Ակուստիկ աղմուկի հիմնական աղբյուրները էլեկտրամագնիսական բաղադրիչներն են (խեղդուկներ և տրանսֆորմատորներ), որոնք ենթարկվում են հոսանքի և լարման, որոնք պարունակում են ավելի բարձր ներդաշնակություն ձայնային տիրույթում հաճախականություններով: Պետք է նշել, որ աղմուկը կարող է առաջանալ որոշակի հաճախականություններում, որտեղ ավելի բարձր ներդաշնակությունն ամենամեծն է: Աղմուկ առաջացնող գործոնները, ինչպիսիք են մագնիսական կծկումը, դժվարացնում են EMC-ի խնդիրները լուծելը: EMC-ի խնդիրները կարող են առաջանալ հաճախականության լայն տիրույթում՝ կախված էլեկտրական սարքերի EMI զգայունությունից: Ավանդաբար, նախագծային և տեխնոլոգիական լուծումներն օգտագործվում են աղմուկի մակարդակը նվազեցնելու համար, իսկ պասիվ ֆիլտրերը՝ EMC ապահովելու համար:

Որպես այս խնդիրների լուծման խոստումնալից ուղղություն, դիտարկվում են մոդուլացված լարումների և հոսանքների սպեկտրային կազմի բնույթը փոխելու հետ կապված մեթոդները: Այս մեթոդների էությունը հաճախականության սպեկտրը հարթեցնելն է և արտահայտված ներդաշնակության ամպլիտուդան նվազեցնելը՝ շնորհիվ դրանց ստոխաստիկ բաշխման լայն հաճախականության տիրույթում: Այս տեխնիկան երբեմն կոչվում է հաճախականության սպեկտրի «քսում»: Միջամտության էներգիայի կոնցենտրացիան նվազում է այն հաճախականություններում, որտեղ հարմոնիկները կարող են առավելագույն արժեքներ ունենալ: Այս մեթոդների իրականացումը կապված չէ փոխարկիչների ուժային մասի բաղադրիչների վրա որևէ ազդեցության հետ և շատ դեպքերում սահմանափակվում է կառավարման համակարգում աննշան փոփոխություններով ծրագրային ապահովմամբ:

Եկեք համառոտ դիտարկենք այս մեթոդների իրականացման սկզբունքները: PWM-ը հիմնված է γ= աշխատանքային ցիկլի փոփոխության վրա տԵվ / Տ n, Որտեղ տեւ - զարկերակային տեւողությունը; Տ n- դրա ձևավորման ժամանակաշրջանը. Սովորաբար այդ քանակները, ինչպես նաև զարկերակի դիրքը ժամանակաշրջանի միջակայքում Տ nկայուն վիճակում են կայուն: PWM արդյունքները սահմանվում են որպես ինտեգրալ միջին արժեքներ: Այս դեպքում t-ի և և-ի որոշիչ արժեքները, ներառյալ զարկերակային դիրքը, որոշում են մոդուլացված պարամետրերի անբարենպաստ սպեկտրային կազմը: Եթե ​​այդ մեծություններին տրվում է պատահական բնույթ՝ պահպանելով γ-ի տվյալ արժեքը, ապա գործընթացները դառնում են ստոխաստիկ, և փոփոխվում է մոդուլացված պարամետրերի սպեկտրալ կազմը։ Օրինակ՝ նման պատահական նիշ կարելի է տալ իմպուլսի դիրքին տիսկ T n ժամանակաշրջանի միջակայքում կամ ապահովել վերջինիս ստոխաստիկ փոփոխություն։ Այդ նպատակով կարող է օգտագործվել պատահական թվերի գեներատոր՝ ազդելով մոդուլյացիայի հաճախականության գլխավոր գեներատորի վրա։ զ n =1/Տ n. Նմանապես, դուք կարող եք փոխել զարկերակի դիրքը ընդմիջումով Տ nզրոյի հավասար մաթեմատիկական ակնկալիքով։ Միջինացված ինտեգրալ արժեքը γ պետք է մնա կառավարման համակարգով սահմանված մակարդակում, ինչի արդյունքում մոդուլացված լարումների և հոսանքների մեջ ավելի բարձր ներդաշնակությունների սպեկտրային կազմը կհավասարեցվի:

Հարցեր ինքնատիրապետման համար

1. Թվարկե՛ք սինուսոիդային հոսանքի կամ լարման ապահովման հիմնական PWM մեթոդները:

2. Ո՞րն է տարբերությունը միաբևեռ լարման մոդուլյացիայի և երկբևեռի միջև:

3. Թվարկե՛ք PWM-ի հիմնական պարամետրերը:

4. Ի՞նչ նպատակով է օգտագործվում PWM-ը ստոխաստիկ պրոցեսներով: