PWM e PWM - o que é isso? O que é modulação digital por largura de pulso PWM
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TwitterCom o PWM, de acordo com o sinal do sinal de modelagem analógico b(t) (Figura A), a largura (duração do pulso (c)) da subportadora muda enquanto sua amplitude e taxa de repetição são constantes.
O PWM às vezes é chamado de modulação de pulso longo (CPM).
Existem PWM ÚNICO e DUPLO.
Com PWM unidirecional, a mudança na largura do pulso ocorre apenas devido à mudança no corte do pulso (PWM-1) (Figura B)
E com corte dupla face e frente do pulso PWM-2 (Figura D)
O mais utilizado é o PWM-1
E assumiremos que o sinal de modelagem
muda de acordo com a lei harmônica, segundo a qual
A largura do pulso é:
Onde 
-desvio da duração do pulso
Substituindo este valor 
para anterior
expressão obtemos o sinal espectral do sinal PWM.
É mais conveniente implementar um modulador de sinal PWM em circuitos integrados (ICs)
Uma subportadora de pulso é fornecida à entrada 2
Na entrada 5 – sinal de modelagem analógico b(t)
Os demoduladores PWM são geralmente filtros passa-baixa
27. Modulação de fase de pulso. Moduladores de sinal FIm.
Com o PIM, de acordo com a lei do sinal analógico simulado b(t), apenas a posição temporária dos pulsos de vídeo da subportadora muda, e sua amplitude e duração permanecem inalteradas.
Se você diferenciar o sinal PWM no tempo, obterá pulsos positivos e negativos.
Um pulso positivo corresponde à borda do sinal PWM e um pulso negativo corresponde ao seu corte.
Com o PWM unidirecional, os pulsos positivos são estacionários e os pulsos negativos são deslocados proporcionalmente ao sinal de modelagem b(t) ao longo do eixo do tempo.
Os pulsos estacionários podem ser eliminados usando um retificador de onda completa com carga ativa, e os pulsos restantes são sinais PPM.
O modulador de sinal PPM, neste caso, consiste em um modulador PWM, à saída do qual estão conectados um dispositivo diferenciador de controle remoto e um retificador de meia onda OB. (Ver foto)
A expressão analítica do sinal PIM tem a forma:
- amplitude de pulso
-função que descreve o envelope do pulso de medição.
- subviação da posição temporária do pulso de medição
- o significado da mensagem transmitida no momento 
O espectro de frequência dos sinais PIM é difícil de representar analiticamente
O valor aproximado da amplitude do sinal harmônico transmitido no espectro PPM é:
Onde 
- frequência de mensagens
- duração do pulso
A amplitude do sinal transmitido no espectro PIM é muito pequena (muito menor do que nos espectros PIM e PWM e é uma função da frequência de modelagem 
, ou seja, distorcido).
Portanto, a desmodulação de sinais PPM usando filtros passa-baixa é diretamente impossível.
Eles são convertidos em sinais AIM ou PWM.
28. Modulação de frequência de pulso. Detectores de sinal chim.
O detector pode ser feito de acordo com o circuito
Onde F-filtro de canal; JSC-limitador de amplitude; CC-diferente. corrente; Extremo Oriente-retificador de onda completa com carga ativa; obstetra- um disparo; D-detector com duplicação de tensão; LPF-filtro passa-baixo.
A operação do detector é explicada por meio de diagramas de temporização.
Após passar pelos circuitos de banda estreita do canal de comunicação, o sinal PFM torna-se semelhante a um sinal FM analógico. Pelo bloco AO ele é profundamente limitado em amplitude em ambos os lados, de modo que em sua saída existem pulsos retangulares idênticos com diferentes taxas de repetição e durações. No bloco DC, esses pulsos são diferenciados no tempo, fazendo com que em sua saída UDC (t) represente frentes e cortes. Estes últimos são pulsos multipolares muito estreitos, que no bloco LW são convertidos em unipolares Udv(t), duplicando assim a frequência de repetição. No bloco OB, são formados pulsos retangulares idênticos de mesma duração, mas com taxas de repetição diferentes, que são fornecidos à entrada do bloco D. Diagrama esquemático do bloco D:
Na saída do circuito há um sinal analógico transmitido Ud(t). Em alguns casos, o bloco OB é excluído. A alta estabilidade dos parâmetros deste detector levou ao seu uso generalizado, mesmo para sinais FM analógicos.
A modulação por largura de pulso consiste em alterar a largura (duração) dos pulsos que se sucedem em uma frequência constante. Modulação por largura de pulso (PWM) - aproximação do sinal desejado (multinível ou contínuo) com um sinal binário real (com dois níveis - on/off), de modo que em média, durante um período de tempo, seus valores sejam iguais . O principal fator regulador é a duração relativa dos pulsos ou o ciclo de trabalho
,onde T é o período de repetição do pulso. Com PWM de terminação única, a tensão de referência é uma oscilação periódica em dente de serra. Neste caso, a modulação é realizada alterando a posição de apenas uma borda do pulso. Para PWM bidirecional, é necessária uma tensão de referência triangular (de preferência equilátera). O PWM bilateral tem desempenho superior ao PWM unilateral, por isso é usado com mais frequência. Se o sinal de entrada for bipolar, a polaridade e o valor médio da tensão de saída deverão mudar. Neste caso, dois tipos de modulação são possíveis: PWM multipolar e PWM unipolar.
1. Formulação de tarefas
Neste trabalho de curso é desenvolvido um modulador de largura de pulso com os seguintes parâmetros:
Tabela 1. Conteúdo da tarefa
2. Desenvolvimento de um diagrama funcional do dispositivo
Consideremos o diagrama funcional e o princípio de funcionamento do dispositivo. |
Figura 1 – Diagrama funcional
Um gerador de pulsos retangular é necessário para gerar pulsos no próximo bloco - CLAY.
Com base na tarefa, determinamos que a tensão de referência deve ser “triângulos”. Na saída do GLIN temos pulsos triangulares, que são a mesma tensão de referência fornecida ao comparador.
Um comparador é um dispositivo cuja entrada negativa é alimentada com um sinal de referência na forma de triângulos, e a entrada positiva é alimentada com um sinal analógico contínuo modulado.
De acordo com as instruções, o sinal modulado é uma senóide com frequência de 200 Hz.
Além disso, de acordo com as instruções, a amplitude dos sinais de saída deve ser de 10V. A amplitude necessária é fornecida por uma chave eletrônica.
3. Blocos funcionais
3.1 Gerador de pulso quadrado
Um oscilador de quartzo é um gerador de oscilações sintetizadas por um ressonador de quartzo que faz parte do gerador. Normalmente tem uma saída de baixa potência.
A tensão externa em uma placa de quartzo causa sua deformação. E isso, por sua vez, leva ao aparecimento de cargas na superfície do quartzo (efeito piezoelétrico). Como resultado, as vibrações mecânicas da placa de quartzo são acompanhadas por vibrações síncronas da carga elétrica em sua superfície e vice-versa.
Para garantir a comunicação entre o ressonador e os demais elementos do circuito, eletrodos são aplicados diretamente no quartzo ou uma placa de quartzo é colocada entre as placas do capacitor.
Usamos o Gerador Pierce. O circuito utiliza um mínimo de componentes: um inversor digital, um resistor, dois capacitores e um cristal de quartzo que atua como elemento filtrante altamente seletivo.
Gerador com circuito regulador de frequência RC, seu princípio de funcionamento é baseado no processo de carga e descarga do capacitor C através do resistor R. Através deste resistor o OOS é realizado com corrente contínua, e através do capacitor-POS com corrente alternada .
O segundo inversor no circuito gerador é projetado para reduzir a duração das frentes de oscilação retangular gerada. Isso é necessário para reduzir a influência do circuito subsequente na estabilidade das oscilações do oscilador mestre, bem como para uma operação mais confiável dos contadores digitais do divisor de frequência.
Figura 2 – Bloco 1. Gerador de tensão retangular
Circuito divisor de frequência para a frequência desejada. Para implementar o divisor, você precisará de um microcircuito 561IE16.
3.2 Gerador de rampa de tensão
Este bloco é um gerador de tensão triangular. Atualmente, geradores com baixo coeficiente de não linearidade (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.
Em particular, são comuns geradores baseados em um integrador controlado por um pulso de tensão de entrada retangular. Os elementos do circuito são uma fonte de alimentação, um resistor de carga R 6, um capacitor C3 e um transistor de descarga VT1. A tensão de saída do gerador é a tensão através do capacitor, amplificada pelo amplificador operacional. O amplificador operacional é coberto por feedback negativo (R 5 e R 9) e positivo (resistor R 10).
Figura 3 – ARGILA
O gerador funciona da seguinte maneira. No momento em que o transistor de efeito de campo VT1 é fechado, o capacitor C3 é carregado através dos resistores R10 e R7. Assim que aplicamos um pulso ao VT1, o capacitor deste transistor de efeito de campo é descarregado.
3.3 Comparador
Este bloco é um comparador, cuja essência é comparar dois sinais de entrada e obter pulsos de diferentes durações na saída. Um sinal de referência é fornecido à entrada negativa, ou seja, "pulsos triangulares", e no positivo - o próprio sinal analógico contínuo modulado. A frequência do pulso corresponde à frequência dos pulsos triangulares. A parte do período em que o sinal de entrada está acima do sinal de referência é um na saída e abaixo dele é zero.
Figura 4 - Comparador
3.4 Chave eletrônica
Para obter pulsos de saída com a amplitude necessária, usamos o transistor VT2 e o elemento “NAND” DD5. O resistor R13 limita a corrente à entrada base do transistor. O resistor R15 é uma carga.
Figura 5 – Circuito da chave eletrônica
4. Parte de cálculo e seleção de elementos de circuito
4.1 Cálculo do gerador de pulsos
A Figura 6 mostra um gerador composto por um elemento ativo - um inversor - e um elemento passivo - um ressonador de quartzo.
Figura 6 – Oscilador de cristal
Em vez de um inversor, você pode instalar qualquer número ímpar de inversores.
Figura 7 – Circuito equivalente equivalente
O circuito equivalente de um ressonador de quartzo é mostrado na Figura 7.
O gerador Pierce é um dos circuitos mais populares. É a base de quase todos os geradores em uma válvula. O quartzo se comporta como uma grande indutância, pois está conectado em paralelo. O papel da carga na saída do ressonador é desempenhado pelos capacitores C1 e C2. Os capacitores C1 e C2 desempenham o papel de capacitância de carga do ressonador de quartzo.
Escolhemos um ressonador de quartzo como ressonador: KX-49 cuja frequência nominal é 2,4576 MHz. A Tabela 2 mostra os parâmetros do ressonador de quartzo.
Tabela 2 Parâmetros KX-49
| Com eu | R1 | C 0 | F |
| 30pF | 200 ohms | 7pF | 2,4576 MHz |
O resistor R1 foi projetado para iniciar automaticamente o gerador quando a energia for ligada. O mesmo elemento determina o ganho do inversor, e quanto maior for esse ganho, mais oscilações retangulares serão formadas em sua saída, o que, por sua vez, levará a uma diminuição na corrente consumida pelo oscilador de quartzo. Vamos escolher o valor do resistor R1 igual a 1Mohm.
O resistor R2 aumenta a impedância do circuito de modo que, junto com o capacitor C2, aumenta a mudança de fase. Isso é necessário para que o gerador opere na frequência desejada, e não em uma frequência superior. O resistor também isola a saída do inversor do circuito ressonador e, assim, mantém um formato de pulso retangular. O valor do resistor deve ser aproximadamente igual à impedância de carga Z L, que pode ser calculada usando a fórmula fornecida:
Pulsos com frequência f = 2,4576 MHz são fornecidos ao contador IE16, de Q7 da saída do contador recebemos pulsos com frequência f/ 256 = 9,6 kHz.
4.2 Cálculo de um gerador de tensão linear
O circuito da Figura 5 é selecionado como um gerador de tensão de variação linear.
O GLIN em consideração é baseado em um integrador de tensão (DD2, circuito RC, fonte de alimentação U1), controlado por um gerador de pulsos quadrados e fonte de alimentação U1. Quando o transistor é desligado, uma corrente de drenagem não controlada (inicial) flui através dele. Quando o transistor está aberto, a corrente através do transistor deve ser determinada pelo valor da resistência de carga e pela tensão de alimentação.
O método de modulação por largura de pulso (PWM) é um dos mais eficazes em termos de melhoria da qualidade da tensão de saída da UA. A ideia principal do método é que a curva de tensão de saída seja formada na forma de uma série de pulsos de alta frequência, cuja duração varia (modula) de acordo com uma determinada lei, na maioria dos casos senoidal. A taxa de repetição do pulso é chamada de frequência portadora (ou clock), e a frequência com a qual a duração do pulso muda é chamada de frequência de modulação. Como a frequência portadora é geralmente significativamente mais alta que a frequência de modulação, os harmônicos que são múltiplos da frequência portadora e estão presentes no espectro de tensão de saída são suprimidos com relativa facilidade usando um filtro apropriado.
Atualmente, são conhecidos vários tipos de PWM, classificados de acordo com diversos critérios. Por exemplo, com base no tipo de pulsos de tensão de saída, a modulação é diferenciada entre unipolar e bipolar. O exemplo mais simples de modulação bipolar são os processos implementados em um circuito inversor monofásico de meia ponte (Fig. 4.9). Os pulsos de controle fornecidos às bases dos transistores de potência, conforme mostrado na Figura 4.9 (b), são formados pela comparação da tensão modulante de baixa frequência com uma tensão de referência dente de serra, cuja frequência é a frequência portadora.
Suponhamos que o sistema de controle esteja organizado de tal forma que se o valor instantâneo da tensão de referência for maior que o valor da tensão modulante, então o transistor VT2 é ligado e um pulso de polaridade positiva é formado na carga, conforme mostrado na Figura 4.9 (c). Conseqüentemente, se a tensão de referência se tornar menor que a tensão modulante, o transistor VT2 será desligado e o transistor VT1 será ligado, o que leva a uma mudança na polaridade da tensão na carga. Com a natureza ativo-indutiva da carga, a polaridade da tensão de saída muda devido à inclusão de um diodo reverso VD1, através do qual a corrente de carga é fechada, suportada pela fem indutiva L.
Quando a tensão modulante muda, a duração dos pulsos de tensão de saída positivos e negativos muda; consequentemente, o valor médio da tensão durante o período da frequência portadora muda.
A combinação desses valores médios da tensão de saída forma um componente suave, cuja forma é determinada pelo sinal modulante. A principal desvantagem da modulação bipolar é a grande amplitude do primeiro harmônico da frequência portadora.
Com a modulação unipolar, conforme mostrado na Figura 4.10, na curva de tensão de saída durante uma meia onda do sinal modulante, são formados pulsos de apenas uma polaridade, e em vez de pulsos de tensão de polaridade oposta, um intervalo com tensão zero (zero prateleira) é formada. Neste caso, quando a duração dos pulsos de tensão muda, a duração da prateleira zero muda de acordo, de modo que o período da frequência portadora permanece constante.
A modulação unipolar pode ser implementada em um circuito ponte monofásico AIN, desde que um par de transistores de potência, por exemplo, VT1 e VT4, comute com a frequência do sinal de modulação, em momentos, etc., e o segundo par de transistores muda com a frequência portadora. A duração dos pulsos de controle é formada da mesma forma que no caso anterior, a partir da comparação da tensão de referência e do sinal modulante. A formação de um pulso na saída do inversor, por exemplo, de polaridade positiva, é garantida pela ligação simultânea dos transistores VT1 e VT2. Como o transistor VT2 comuta em alta frequência, quando é desligado o transistor VT1 permanece ligado, o que leva ao fechamento da corrente de carga armazenada na indutância através do transistor VT1 e do diodo VD3. Neste caso, a tensão na saída do inversor é igual à soma das quedas de tensão no transistor e no diodo, ou seja, próximo de zero. Da mesma forma, uma prateleira zero é criada quando uma meia onda negativa de um componente suave é formada: quando o transistor VT3 é desligado, a corrente de carga é fechada através do transistor VT4 e do diodo VD2. Assim, a polaridade do componente suave da tensão de saída é determinada pela comutação dos transistores VT1 ou VT4, e o preenchimento de alta frequência e, consequentemente, a forma do componente suave é determinado pela comutação dos transistores VT2 ou VT3.
A principal vantagem da modulação unipolar, em comparação com a modulação bipolar, é a redução nas amplitudes dos harmônicos de alta frequência.
Deve-se notar que a modulação unipolar não é possível em alguns circuitos, como meia ponte monofásica. Neste caso, para implementar a modulação unipolar é necessário utilizar circuitos mais complexos, por exemplo, o circuito mostrado na Figura 4.7.
Com base no método de formação da duração dos pulsos de alta frequência, vários tipos de modulação por largura de pulso são distinguidos, sendo os mais comuns os PWM do primeiro e segundo tipos. Com a modulação por largura de pulso do primeiro tipo (PWM-1), a duração do pulso gerado é proporcional aos valores do sinal modulante, selecionados em determinados momentos pré-determinados. O princípio de formação da duração do pulso com PWM-1 é ilustrado na Fig. 4.11(a).
O princípio de formação da duração do pulso com PWM-2 é mostrado na Fig. 4.11(b). Neste caso, a duração do pulso é determinada pelo valor do sinal modulante no final do pulso.
Com base no método de alteração da duração, a modulação unidirecional e bidirecional são diferenciadas. Por exemplo, na Fig. 4.9 mostra um-
modulação de terceiros, pois quando o sinal modulante muda, muda o momento em que apenas a borda final do pulso é gerada. Assim, na Fig. A Figura 4.10 mostra um exemplo de modulação bidirecional.
A relação entre a frequência da portadora e a frequência do sinal modulante é chamada de múltiplo da frequência da portadora. A multiplicidade pode ser um número inteiro ou uma fração e, no caso geral, a multiplicidade também pode ser uma fração irracional. A multiplicidade afeta significativamente a composição espectral da tensão de saída e, com multiplicidades racionais fracionárias, harmônicos com frequência inferior à frequência do sinal modulante aparecem no espectro da tensão de saída. Tais harmônicos são chamados de subharmônicos e suas amplitudes aumentam à medida que o fator de frequência da portadora diminui, o que pode levar à interrupção da operação normal do inversor. Para suprimir os subharmônicos, a multiplicidade da frequência portadora deve ser aumentada, mas isso inevitavelmente aumenta as perdas de comutação nos dispositivos de potência do inversor.
A componente útil da tensão de saída é determinada pela forma da componente suave, que por sua vez depende da forma do sinal modulante ou, como é comumente chamado, da lei de modulação. Atualmente, a modulação de acordo com a lei senoidal, trapezoidal ou retangular é a mais utilizada. Em particular, o método de controle de largura de pulso na frequência portadora discutido acima nada mais é do que o uso de PWM de acordo com a lei retangular.
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3.2. Critérios de estabilidade algébrica
Um dos primeiros critérios de durabilidade foi identificado pelo Professor J. A. Vishnegradsky e dado por ele em seus trabalhos “Sobre Reguladores de Ação Direta” e “Sobre Reguladores de Ação Indireta”. O critério é formulado para processos descritos por equações diferenciais de terceira ordem, cuja equação característica se reduz à forma: .
Figura 3.4 – Diagrama que define a área de estabilidade dos sistemas descritos por equações de 3ª ordem. (Diagrama de Vishnegradsky)
Se introduzirmos a notação e, então de acordo com Vishnegradsky, para que o sistema seja estável é necessário que, ou. Na Figura 3.4, a hipérbole ΧΥ =1 está traçada nas coordenadas X e Υ, o que dá o limite de estabilidade do sistema. A linha entre as áreas de resistência geralmente é hachurada, de modo que as áreas de resistência podem ser vistas a partir da hachura sem maiores explicações.
No diagrama da Figura 3.4 há uma linha traçada do limite de aperiodicidade, determinada pela condição com ponto de face nos valores de X = Υ = 3.
O critério de estabilidade de Vishnegradsky descrito acima é um caso separado do critério de estabilidade de Routh-Hurwitz. Este critério pode ser formulado da seguinte forma, na forma proposta por Hurwitz: se o sistema for descrito por uma equação diferencial linear, cuja equação característica é:
então, para que seja estável, ou seja, para que todas as raízes reais e partes reais das raízes complexas da equação característica sejam negativas, é necessário e suficiente que todos os coeficientes da equação tenham o mesmo sinal, e o determinante diagonal é de ordem n-1, composto pelos coeficientes da equação, e todas as suas diagonais menores seriam positivas:
O determinante diagonal é composto da seguinte forma:
Assim, para que o sistema seja estável, é necessário que todos os coeficientes tenham o mesmo sinal e todos os determinantes sejam maiores que 0.
A ordem de compilação das diagonais menores pode ser analisada usando o exemplo de uma equação de quinto grau:
Então obtemos:
Para uma equação de terceira ordem:
E também.
Observe que para e temos as condições de estabilidade de Vyshegradsky
Tanto o critério de Vishnegradsky quanto o critério de Routh-Hurwitz determinam a estabilidade do sistema com base nos coeficientes da equação característica e são chamados de critérios de estabilidade algébrica. Vejamos alguns exemplos de pesquisas de resistência usando o critério de Routh-Hurwitz.
Exemplo 1. Equação característica do sistema
Por esta:
Assim como todos os coeficientes desta equação são maiores que zero, os determinantes também são maiores que zero - o sistema é estável.
A modulação por largura de pulso consiste em alterar a largura (duração) dos pulsos que se sucedem em uma frequência constante. Modulação por largura de pulso (PWM) - aproximação do sinal desejado (multinível ou contínuo) com um sinal binário real (com dois níveis - on/off), de modo que em média, durante um período de tempo, seus valores sejam iguais . O principal fator regulador é a duração relativa dos pulsos ou o ciclo de trabalho
onde T é o período de repetição do pulso. Com PWM de terminação única, a tensão de referência é uma oscilação periódica em dente de serra. Neste caso, a modulação é realizada alterando a posição de apenas uma borda do pulso. Para PWM bidirecional, é necessária uma tensão de referência triangular (de preferência equilátera). O PWM bilateral tem desempenho superior ao PWM unilateral, por isso é usado com mais frequência. Se o sinal de entrada for bipolar, a polaridade e o valor médio da tensão de saída deverão mudar. Neste caso, dois tipos de modulação são possíveis: PWM multipolar e PWM unipolar.
1. Formulação de tarefas
Neste trabalho de curso é desenvolvido um modulador de largura de pulso com os seguintes parâmetros:
Tabela 1. Conteúdo da tarefa
2. Desenvolvimento de um diagrama funcional do dispositivo
Consideremos o diagrama funcional e o princípio de funcionamento do dispositivo.
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Figura 1 – Diagrama funcional
Um gerador de pulsos retangular é necessário para gerar pulsos no próximo bloco - CLAY.
Com base na tarefa, determinamos que a tensão de referência deve ser “triângulos”. Na saída do GLIN temos pulsos triangulares, que são a mesma tensão de referência fornecida ao comparador.
Um comparador é um dispositivo cuja entrada negativa é alimentada com um sinal de referência na forma de triângulos, e a entrada positiva é alimentada com um sinal analógico contínuo modulado.
De acordo com as instruções, o sinal modulado é uma senóide com frequência de 200 Hz.
Além disso, de acordo com as instruções, a amplitude dos sinais de saída deve ser de 10V. A amplitude necessária é fornecida por uma chave eletrônica.
3. Blocos funcionais
3.1 Gerador de pulso quadrado
Um oscilador de quartzo é um gerador de oscilações sintetizadas por um ressonador de quartzo que faz parte do gerador. Normalmente tem uma saída de baixa potência.
A tensão externa em uma placa de quartzo causa sua deformação. E isso, por sua vez, leva ao aparecimento de cargas na superfície do quartzo (efeito piezoelétrico). Como resultado, as vibrações mecânicas da placa de quartzo são acompanhadas por vibrações síncronas da carga elétrica em sua superfície e vice-versa.
Para garantir a comunicação entre o ressonador e os demais elementos do circuito, eletrodos são aplicados diretamente no quartzo ou uma placa de quartzo é colocada entre as placas do capacitor.
Usamos o Gerador Pierce. O circuito utiliza um mínimo de componentes: um inversor digital, um resistor, dois capacitores e um cristal de quartzo que atua como elemento filtrante altamente seletivo.
Gerador com circuito regulador de frequência RC, seu princípio de funcionamento é baseado no processo de carga e descarga do capacitor C através do resistor R. Através deste resistor o OOS é realizado com corrente contínua, e através do capacitor-POS com corrente alternada .
O segundo inversor no circuito gerador é projetado para reduzir a duração das frentes de oscilação retangular gerada. Isso é necessário para reduzir a influência do circuito subsequente na estabilidade das oscilações do oscilador mestre, bem como para uma operação mais confiável dos contadores digitais do divisor de frequência.
Figura 2 – Bloco 1. Gerador de tensão retangular
Circuito divisor de frequência para a frequência desejada. Para implementar o divisor, você precisará de um microcircuito 561IE16.
3.2 Gerador de rampa de tensão
Este bloco é um gerador de tensão triangular. Atualmente, geradores com baixo coeficiente de não linearidade (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.
Em particular, são comuns geradores baseados em um integrador controlado por um pulso de tensão de entrada retangular. Os elementos do circuito são uma fonte de alimentação, um resistor de carga R 6, um capacitor C3 e um transistor de descarga VT1. A tensão de saída do gerador é a tensão através do capacitor, amplificada pelo amplificador operacional. O amplificador operacional é coberto por feedback negativo (R 5 e R 9) e positivo (resistor R 10).
Figura 3 – ARGILA
O gerador funciona da seguinte maneira. No momento em que o transistor de efeito de campo VT1 é fechado, o capacitor C3 é carregado através dos resistores R10 e R7. Assim que aplicamos um pulso ao VT1, o capacitor deste transistor de efeito de campo é descarregado.
3.3 Comparador
Este bloco é um comparador, cuja essência é comparar dois sinais de entrada e obter pulsos de diferentes durações na saída. Um sinal de referência é fornecido à entrada negativa, ou seja, "pulsos triangulares", e no positivo - o próprio sinal analógico contínuo modulado. A frequência do pulso corresponde à frequência dos pulsos triangulares. A parte do período em que o sinal de entrada está acima do sinal de referência é um na saída e abaixo dele é zero.
Figura 4 - Comparador
3.4 Chave eletrônica
Para obter pulsos de saída com a amplitude necessária, usamos o transistor VT2 e o elemento “NAND” DD5. O resistor R13 limita a corrente à entrada base do transistor. O resistor R15 é uma carga.
Figura 5 – Circuito da chave eletrônica
4. Parte de cálculo e seleção de elementos de circuito
4.1 Cálculo do gerador de pulsos
A Figura 6 mostra um gerador composto por um elemento ativo - um inversor - e um elemento passivo - um ressonador de quartzo.
Figura 6 – Oscilador de cristal
Em vez de um inversor, você pode instalar qualquer número ímpar de inversores.
Figura 7 – Circuito equivalente equivalente
O circuito equivalente de um ressonador de quartzo é mostrado na Figura 7.
O gerador Pierce é um dos circuitos mais populares. É a base de quase todos os geradores em uma válvula. O quartzo se comporta como uma grande indutância, pois está conectado em paralelo. O papel da carga na saída do ressonador é desempenhado pelos capacitores C1 e C2. Os capacitores C1 e C2 desempenham o papel de capacitância de carga do ressonador de quartzo.
Escolhemos um ressonador de quartzo como ressonador: KX-49 cuja frequência nominal é 2,4576 MHz. A Tabela 2 mostra os parâmetros do ressonador de quartzo.
Tabela 2 Parâmetros KX-49
| Com eu | R1 | C 0 | F |
| 30pF | 200 ohms | 7pF | 2,4576 MHz |
O resistor R1 foi projetado para iniciar automaticamente o gerador quando a energia for ligada. O mesmo elemento determina o ganho do inversor, e quanto maior for esse ganho, mais oscilações retangulares serão formadas em sua saída, o que, por sua vez, levará a uma diminuição na corrente consumida pelo oscilador de quartzo. Vamos escolher o valor do resistor R1 igual a 1Mohm.
O resistor R2 aumenta a impedância do circuito de modo que, junto com o capacitor C2, aumenta a mudança de fase. Isso é necessário para que o gerador opere na frequência desejada, e não em uma frequência superior. O resistor também isola a saída do inversor do circuito ressonador e, assim, mantém um formato de pulso retangular. O valor do resistor deve ser aproximadamente igual à impedância de carga Z L, que pode ser calculada usando a fórmula fornecida:
Pulsos com frequência f = 2,4576 MHz são fornecidos ao contador IE16, de Q7 da saída do contador recebemos pulsos com frequência f/ 256 = 9,6 kHz.
4.2 Cálculo de um gerador de tensão linear
O circuito da Figura 5 é selecionado como um gerador de tensão de variação linear.
O GLIN em consideração é baseado em um integrador de tensão (DD2, circuito RC, fonte de alimentação U1), controlado por um gerador de pulsos quadrados e fonte de alimentação U1. Quando o transistor é desligado, uma corrente de drenagem não controlada (inicial) flui através dele. Quando o transistor está aberto, a corrente através do transistor deve ser determinada pelo valor da resistência de carga e pela tensão de alimentação.
Quando a tensão linearmente variável Uc(t) na saída do integrador atinge o valor da tensão de operação, um sinal de controle é enviado, sob a influência do qual o transistor chave VT1 se abre, descarregando o capacitor. O processo é então repetido com o período:
Definimos a frequência para 9,6 kHz.
É aconselhável escolher a tensão mínima Ucm para eliminar a influência do espalhamento nos parâmetros dos resistores utilizados no coeficiente de não linearidade da tensão gerada.
A tensão máxima no capacitor está relacionada à dependência da duração
t
Selecionamos U1 = 5V, U2 = 0V e então Ucm = 5V.
Escolhemos R 6 = R 5 = 10 kOhm, então C 3 = 96 nF.
Com base no seguinte, encontramos R9.
Uout = 10 V, então: R 9 = Ucmax*R 6 / Uout = 5*10000/10≈ 2 kOhm, considere o valor nominal mais próximo
R 9 = R 10 = 2 kOhm
140UD7 foi selecionado como amplificador operacional DD3. Fonte de alimentação ±10V.
4.3 Selecionando um comparador
521CA3 é usado como comparador DD4 para garantir operação PWM estável.
Características técnicas do comparador analógico 521CA3
Analógico LM111
Corrente de entrada não superior a 100 nA
Fator de ganho não inferior a 200.000
Corrente de carga até 50 mA
Fonte de alimentação +5...+30 ou ±3...±15 V
Áreas de uso
Detectores de cruzamento zero
Detectores de surto
Moduladores de largura de pulso
Retificadores de precisão
Conversores analógico-digital
O resistor R12 em combinação com os diodos D1 e D2 limita a oscilação do sinal de entrada. Graças aos diodos, limitamos a oscilação da tensão de entrada a valores de -12,6 V a +12,6 V, a condição é que a tensão de entrada negativa não atinja o valor da tensão de ruptura (por exemplo, para um diodo como KD510A este valor é - 50 V).
Tabela 3 Parâmetros do transistor selecionado
| Nome | Você chegou. ,EM | Eu ex. máx., A | Eu chego. máximo, µA | Fd máx, kHz |
| KD510A | 50 | 0.2 | 5 | 200000 |
4.4 Cálculo da chave eletrônica
O seguinte esquema é selecionado como chave:
Figura 9 – Circuito da chave eletrônica
Rн =0,5 k Ohm, Uout =10V.
Ik=Uout/Rn=10/500=50mA
Usando o livro de referência, procuramos um transistor que possa suportar a corrente de coletor especificada (0,05A). O transistor KT315A mantém uma corrente constante de até 0,1 A.
Do livro de referência - h21e, para KT315A
Consideramos a corrente de base Ib=Ik/h21e=0,05/30≈ 1,67 mA; uma corrente de pelo menos 167 μA deve ser fornecida à base.
R14 – resistência correspondente entre o comparador DD3 e o transistor VT2. Vamos escolher R16 = 200 Ohm.
R out =R 15 =500 Ohm de acordo com as instruções, selecione 510 Ohm da série. na saída você precisa obter 10 V, então calcule o valor do resistor R 14
(U alimentação -U saída)/R 14 =U saída/R 15,
de onde R 14 = 2R 15 /10 = 102 Ohm, da série padrão selecionamos um valor nominal de 100 Ohm. Dissipação de energia 10V*1,25mA≈0,0125 W
Tabela 4. Parâmetros do transistor KT315A selecionado
5. Simulação de circuito
Sinal de saída do gerador de pulso triangular:
Sinal de saída do gerador de onda quadrada:
Sinal simulado:
Processo de modulação:
Período de saída:
Duração de pulso mais curta:
A duração deve ser de 5,12 µs. O gráfico mostra que é 5,56 μs.
Maior duração do pulso:
A duração do pulso deve ser de 97,37 µs. O gráfico mostra que é igual a 97,74 μs.
Conclusão
Neste trabalho de curso, desenvolvemos um diagrama de circuito e calculamos o circuito Modulador por Largura de Pulso. Na entrada do dispositivo PWM é fornecida uma senóide com frequência conforme especificação - 200 Hz, na saída temos um sinal PWM convertido, cuja amplitude é de 10 V. A faixa de mudanças na duração relativa do pulsos de saída deste PWM é -0,05 ÷ 0,95. O modulador de largura de pulso desenvolvido é bastante simples. O circuito foi simulado usando o pacote CircuitMaker.
Lista de literatura usada
1. Altshuller G.B., Elfimov N.N., Shakulin V.G. Ressonadores de quartzo: um guia de referência. M.: Rádio e Comunicações, 1984.-232 pp., III.
2. Horwitz P., Hill W. A Arte do Projeto de Circuitos: Trans. do inglês –Ed. sexto. M.: Mundo, 2001.
3. Curso teórico sobre ECiMS (professor I.B. Andreev).
4. Microcircuitos CMOS digitais, livro de referência, Partala O.N. – São Petersburgo: Ciência e Tecnologia, 2001. - 400 pp. com ilustrações.
5. L. Labutin, ressonadores de quartzo. - Rádio, 1975, nº 3.
6. Geradores de pulsos retangulares baseados em chips CMOS. V. Strizhov, Circuitos, 2000, nº 2, página 28
7. Zabrodin Yu.S., Eletrônica industrial: um livro didático para universidades. - M.: Mais alto. Escola, 1982. – 496 p., il.
8. Modulação por largura de pulso em conversores
8.1. informações gerais
Os princípios de controle e modulação de pulso são discutidos no Capítulo. 4 usando o exemplo de um circuito regulador DC simples. Ao mesmo tempo, são dadas definições dos principais tipos de modulação de pulso utilizados na teoria dos sistemas de pulso linear, que correspondem à prática de controle de conversores CC pulsados.
No entanto, a modulação por largura de pulso de tensões ou correntes em conversores CA tem uma definição ligeiramente diferente em eletrônica de potência, levando em consideração as características do PWM na resolução de problemas de conversão de eletricidade em corrente alternada. Conforme definido na IEC 551-16-30, a modulação por largura de pulso é um controle de pulso no qual a largura ou frequência dos pulsos, ou ambos, são modulados dentro de um período da frequência fundamental para produzir uma forma de onda de tensão de saída específica. Na maioria dos casos, o PWM é realizado para garantir a senoidalidade da tensão ou corrente, ou seja, reduzindo o nível dos harmônicos superiores em relação ao harmônico principal (primeiro), e é denominado senoidal. Existem os seguintes métodos principais para garantir a senoidalidade: PWM analógico e suas modificações; supressão seletiva (seletiva) de harmônicos superiores; histerese ou modulação delta;
modulação vetorial espacial.
A versão clássica da organização de um PWM senoidal analógico é alterar a largura dos pulsos que formam a tensão de saída (corrente) comparando um sinal de tensão de um determinado formato, chamado de referência ou referência, com um sinal de tensão triangular de maior frequência. e chamado de sinal portador. O sinal de referência modula e determina a forma necessária da tensão de saída (corrente). Existem muitas modificações deste método nas quais os sinais modulantes são representados por funções especiais diferentes de uma onda senoidal. As notas da aula discutirão vários circuitos básicos que explicam esses métodos PWM.
O método de supressão seletiva de harmônicos superiores é atualmente implementado com sucesso usando controladores microprocessados baseados em software. A modulação de histerese é baseada nos princípios de “rastreamento” do relé de um sinal de referência, por exemplo, uma forma de onda senoidal. Na sua concepção técnica mais simples, este método combina os princípios de PWM e PFM (modulação de frequência de pulso). Porém, através de medidas especiais de circuito é possível estabilizar a frequência de modulação ou limitar o alcance de sua alteração.
O método de modulação vetorial espacial baseia-se na conversão de um sistema de tensão trifásico em bifásico e na obtenção de um vetor espacial generalizado. A magnitude deste vetor é calculada em momentos determinados pelas frequências fundamental e modulante. É considerado muito promissor para controle de inversores trifásicos, principalmente, quando utilizado em acionamentos elétricos. Ao mesmo tempo, é em muitos aspectos semelhante ao PWM sinusoidal tradicional.
Os sistemas de controle baseados em PWM permitem não só fornecer uma forma senoidal dos valores médios do harmônico fundamental de tensão ou corrente, mas também controlar os valores de sua amplitude, frequência e fase. Como nestes casos o conversor utiliza chaves totalmente controladas, torna-se possível implementar a operação de conversores CA (CC) juntamente com a rede CA em todos os quatro quadrantes nos modos retificador e inversor com qualquer valor do fator de potência harmônico fundamental cosφ na faixa de -1 a 1. Além disso, com o aumento da frequência portadora, as possibilidades de reprodução de corrente e tensão de um determinado formato na saída dos inversores se expandem. Isso permite criar filtros ativos para suprimir harmônicos mais elevados.
Consideraremos as principais definições utilizadas na apresentação posterior usando o exemplo da aplicação do primeiro método em um circuito meia ponte monofásico de um inversor de tensão (Fig. 8.1, A). Neste diagrama condicional as chaves S1 E S2 são representados por elementos de comutação totalmente controlados, complementados por diodos conectados em série e paralelo a eles. Os diodos em série refletem a condutividade unidirecional dos interruptores (por exemplo, transistores ou tiristores), e os diodos paralelos garantem a condução de correntes reversas com uma carga indutiva ativa.
Diagramas de referência, modulantes você M(θ) e portadora você Os sinais H (θ) são mostrados na Fig. 8.1, b. Formação de pulsos de controle chave S 1 e S 2 é realizado de acordo com o seguinte princípio. No você M(θ) > você Tecla H(θ) S 1 está ligado, um S 2 desligado. No você M(θ)< você Os estados-chave H (θ) são invertidos: S 2 - ligado, um S 1 - desligado. Assim, uma tensão é gerada na saída do inversor na forma de dois pulsos polares. Em circuitos reais para eliminar a condução simultânea de interruptores S 1 e S 2, deve ser previsto um certo atraso entre os momentos de geração dos sinais para acionamento dessas chaves. Obviamente, a largura do pulso depende da proporção das amplitudes do sinal você M(θ) e você H(θ). O parâmetro que caracteriza esta relação é denominado índice de modulação de amplitude e é determinado pela fórmula (8.1):
, (8.1.)
Onde você M m e você H m - valores máximos do sinal modulante você M(θ) e sinal portador você H(θ) respectivamente.
Arroz. 8.1. Inversor de tensão semi-ponte monofásico: A- esquema; b– diagramas de tensão para modulação de pulso
Frequência da operadora você H (θ) é igual à frequência de comutação f Teclas H S 1 e S 2 e geralmente excede significativamente a frequência do sinal modulante f M. Razão de frequência f Mão f M é um importante indicador da eficiência do processo de modulação e é denominado índice de modulação em frequência, que é determinado pela fórmula (8.2):
Em valores pequenos M f sinais você M(θ) e você H(θ) deve ser sincronizado para evitar subharmônicos indesejados. B como valor máximo Meu, que determina a necessidade de sincronização, está definido M f = 21. Obviamente, com sinais sincronizados o coeficiente M fé um valor constante.
Do diagrama da Fig. 8.1 pode-se observar que a amplitude do primeiro harmônico da tensão de saída você a alteração 1 pode ser apresentada, tendo em conta (8.1), da seguinte forma (8.3):
(8.3)
De acordo com (8.3) em M a = 1 amplitude do primeiro harmônico da tensão de saída é igual à altura do retângulo de meia onda você d/2. A dependência característica do valor relativo do primeiro harmônico da tensão de saída com o valor de M a é mostrada na Fig. 8.2, do qual fica claro que a mudança M a de 0 a 1 linearmente e depende da amplitude você tenho 1 ano. Valor limite M a é determinado pelo princípio do tipo de modulação em consideração, segundo o qual o valor máximo você am 1 é limitado pela altura da meia onda de formato retangular, igual a você d/2. Com um novo aumento no coeficiente M uma modulação leva a um aumento não linear na amplitude você am 1 ao valor máximo determinado pela formação de uma tensão retangular na saída do inversor, que posteriormente permanece inalterada.
Expandir a função retangular em uma série de Fourier fornece o valor máximo (8,4):
(8.4)
Este valor é limitado pelo valor do índice M a, variando no intervalo de 0 a aproximadamente 3. Obviamente, a função no intervalo a-b valores de 1 a 3,2 é não linear (Fig. 8.2). O modo de operação nesta seção é chamado de modulação excessiva.
Significado M f determinado pela escolha da frequência do sinal da portadora você H (θ) e afeta significativamente as características técnicas do conversor. À medida que a frequência aumenta, as perdas de comutação nas chaves de potência dos conversores aumentam, mas ao mesmo tempo a composição espectral da tensão de saída melhora e a solução para o problema de filtragem de harmônicos mais elevados causados pelo processo de modulação é simplificada. Um fator importante na escolha de um valor f H em muitos casos é a necessidade de garantir seu valor na faixa de frequência de áudio superior a 20 kHz. Ao escolher f H você também deve levar em consideração o nível de tensões operacionais do conversor, sua potência e outros parâmetros.
Arroz. 8.2. Dependência do valor relativo da amplitude do harmônico fundamental da tensão de saída do índice de modulação de amplitude para um circuito meia ponte monofásico
A tendência geral aqui é um aumento nos valores de M f conversores de baixa potência e baixa tensão e vice-versa. Então a escolha M fé um problema de otimização multicritério.
Modulação de pulso com processo estocástico. O uso de PWM em conversores está associado ao aparecimento de harmônicos mais elevados em tensões e correntes moduladas. Além disso, na composição espectral desses parâmetros, os harmônicos mais significativos ocorrem em frequências múltiplas do índice de modulação em frequência M f e harmônicos com amplitudes decrescentes agrupados em torno deles em frequências laterais. Harmônicos mais altos podem causar os seguintes problemas principais:
a ocorrência de ruído acústico;
deterioração da compatibilidade eletromagnética (EMC) com outros dispositivos ou sistemas elétricos.
As principais fontes de ruído acústico são componentes eletromagnéticos (indutores e transformadores), que ficam expostos a correntes e tensões contendo harmônicos mais elevados com frequências na faixa de áudio. Deve-se notar que o ruído pode ocorrer em certas frequências onde os harmônicos mais altos são maiores. Fatores causadores de ruído, como magnetostrição, tornam os problemas de EMC mais difíceis de resolver. Problemas de EMC podem ocorrer em uma ampla faixa de frequência, dependendo da sensibilidade EMI dos dispositivos elétricos. Tradicionalmente, soluções de design e tecnologia têm sido usadas para reduzir os níveis de ruído, e filtros passivos têm sido usados para garantir a EMC.
Como uma direção promissora para resolver esses problemas, são considerados métodos associados à alteração da natureza da composição espectral de tensões e correntes moduladas. A essência desses métodos é nivelar o espectro de frequência e reduzir a amplitude dos harmônicos pronunciados devido à sua distribuição estocástica em uma ampla faixa de frequência. Essa técnica às vezes é chamada de “mancha” do espectro de frequência. A concentração de energia de interferência diminui em frequências onde os harmônicos podem ter valores máximos. A implementação destes métodos não está associada a nenhum impacto nos componentes da parte de potência dos conversores e na maioria dos casos é limitada por software com pequenas alterações no sistema de controle.
Consideremos brevemente os princípios de implementação desses métodos. PWM é baseado em uma mudança no ciclo de trabalho γ= t E / T n, Onde t e - duração do pulso; T n- o período de sua formação. Normalmente estas quantidades, bem como a posição do pulso no intervalo do período T n são constantes em condições de estado estacionário. Os resultados PWM são definidos como valores médios integrais. Neste caso, os valores determinísticos de t e e, incluindo a posição do pulso, determinam a composição espectral desfavorável dos parâmetros modulados. Se essas quantidades receberem um caráter aleatório, mantendo um determinado valor de γ, então os processos se tornam estocásticos e a composição espectral dos parâmetros modulados muda. Por exemplo, tal caráter aleatório pode ser atribuído à posição do impulso t e no intervalo do período T n ou fornecer uma mudança estocástica neste último. Para tanto, pode ser utilizado um gerador de números aleatórios, influenciando o gerador mestre de frequência de modulação f n =1/T n. De maneira semelhante, você pode alterar a posição do pulso durante o intervalo T n com expectativa matemática igual a zero. O valor integral médio γ deve permanecer no nível especificado pelo sistema de controle, como resultado a composição espectral dos harmônicos mais elevados em tensões e correntes moduladas será equalizada.
Perguntas para autocontrole
1. Liste os principais métodos PWM para garantir uma corrente ou tensão senoidal.
2. Qual é a diferença entre modulação de tensão unipolar e bipolar?
3. Liste os principais parâmetros do PWM.
4. Para que finalidade é utilizado o PWM com processos estocásticos?
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