PWM ile analog modelleme sinyali b(t)'nin (Şekil A) işaretine göre alt taşıyıcının genişliği (darbe süresi (c)) değişirken genliği ve tekrarlama oranı sabit kalır.

PWM'ye bazen uzun darbe modülasyonu (CPM) adı verilir.

TEK YÖNLÜ ve ÇİFT YÖNLÜ PWM vardır.

Tek yönlü PWM ile darbe genişliğindeki değişiklik yalnızca darbe kesme noktasının değişmesi nedeniyle meydana gelir (PWM-1) (Şekil B)

Ve çift taraflı kesim ve PWM-2 darbesinin ön kısmı ile (Şekil D)

En yaygın kullanılanı PWM-1'dir

Ve modelleme sinyalinin olduğunu varsayacağız.

harmonik kanuna göre değişir, buna göre

Darbe genişliği:

Nerede
-darbe süresi sapması

Bu değeri değiştirmek öncekine

ifadesini kullanarak PWM sinyalinin spektral sinyalini elde ederiz.

Entegre devrelere (IC'ler) bir PWM sinyal modülatörünün uygulanması en uygunudur

Giriş 2'ye bir darbe alt taşıyıcısı sağlanır

Giriş 5'te – analog modelleme sinyali b(t)

PWM demodülatörü çoğunlukla alçak geçiren filtrelerdir

27. Darbe faz modülasyonu. FI sinyal modülatörleri.

PPM ile, benzetilmiş analog sinyal b(t) yasasına göre, alt taşıyıcı video darbelerinin yalnızca geçici konumu değişir ve bunların genliği ve süresi değişmeden kalır.

PWM sinyalini zamanında ayırt ederseniz pozitif ve negatif darbeler alırsınız.

Pozitif bir darbe PWM sinyalinin kenarına karşılık gelir ve negatif bir darbe onun kesilmesine karşılık gelir.

Tek yönlü PWM ile pozitif darbeler sabittir ve negatif darbeler zaman ekseni boyunca modelleme sinyali b(t) ile orantılı olarak kaydırılır.

Sabit darbeler, aktif yüke sahip tam dalga doğrultucu kullanılarak ortadan kaldırılabilir ve geri kalan darbeler PPM sinyalleridir.

Bu durumda PPM sinyal modülatörü, çıkışına bir farklılaştırıcı cihazın uzaktan kumandası ve bir yarım dalga doğrultucu OB'nin bağlandığı bir PWM modülatöründen oluşur. (resmi görmek)

PIM sinyalinin analitik ifadesi şu şekildedir:

- darbe genliği

-ölçüm darbesinin zarfını açıklayan fonksiyon.

- ölçüm darbesinin geçici konumunun hafifletilmesi

- iletilen mesajın o andaki anlamı

PIM sinyallerinin frekans spektrumunun analitik olarak temsil edilmesi zordur

PPM spektrumunda iletilen harmonik sinyalin genliği için yaklaşık değer:

Nerede
- mesaj sıklığı

- darbe süresi

PIM spektrumunda iletilen sinyalin genliği çok küçüktür (PIM ve PWM spektrumlarından çok daha azdır ve modelleme frekansının bir fonksiyonudur)
, yani bozuk).

Bu nedenle, alçak geçiren filtreler kullanılarak PPM sinyallerinin demodülasyonu doğrudan imkansızdır.

AIM veya PWM sinyallerine dönüştürülürler.

28. Darbe frekansı modülasyonu. Chim sinyal dedektörleri.

Dedektör devreye göre yapılabilir

Nerede F-kanal filtresi; JSC-genlik sınırlayıcı; DC-fark. zincir; Uzak Doğu-aktif yüklü tam dalga doğrultucu; doğum günü- tek atış; D-gerilim ikiye katlamalı dedektör; LPF-alçak geçiş filtresi.

Dedektörün çalışması zamanlama diyagramları kullanılarak açıklanmaktadır.

PFM sinyali, iletişim kanalının dar bant devrelerinden geçtikten sonra analog FM sinyaline benzer hale gelir. AO bloğu tarafından genlik her iki tarafta da derin bir şekilde sınırlandırılmıştır, böylece çıkışında farklı tekrarlama hızları ve sürelerine sahip aynı dikdörtgen darbeler bulunur. DC bloğunda, bu darbeler zaman içinde farklılaşır, bunun sonucunda çıkışında UDC (t) önleri ve kesimleri temsil eder. İkincisi, LW bloğunda tek kutuplu olanlara Udv(t) dönüştürülen, böylece tekrarlama sıklığını iki katına çıkaran çok dar çok kutuplu darbelerdir. OB bloğunda, D bloğunun girişine sağlanan, aynı süreye sahip ancak farklı tekrarlama oranlarına sahip özdeş dikdörtgen darbeler oluşturulur. D bloğunun şematik diyagramı:

Devrenin çıkışında iletilen bir analog sinyal Ud(t) vardır. Bazı durumlarda OB bloğu hariç tutulur. Bu dedektörün parametrelerinin yüksek kararlılığı, analog FM sinyalleri için bile yaygın şekilde kullanılmasına yol açmıştır.

Darbe genişliği modülasyonu, sabit bir frekansta birbirini takip eden darbelerin genişliğinin (süresinin) değiştirilmesinden oluşur. Darbe genişliği modülasyonu (PWM) - istenen sinyalin (çok seviyeli veya sürekli) gerçek bir ikili sinyalle (iki seviyeli - açık/kapalı) yaklaşımı, böylece ortalama olarak belirli bir süre boyunca değerleri eşit olur . Ana düzenleyici faktör, darbelerin veya görev döngüsünün göreceli süresidir.

,

burada T darbe tekrarlama periyodudur. Tek uçlu PWM'de referans voltajı periyodik testere dişi salınımıdır. Bu durumda modülasyon yalnızca bir darbe kenarının konumu değiştirilerek gerçekleştirilir. Çift yönlü PWM için üçgen (tercihen eşkenar) bir referans voltajı gereklidir. Çift taraflı PWM, tek taraflı PWM'den daha yüksek performansa sahiptir, bu nedenle daha sık kullanılır. Giriş sinyali iki kutupluysa, çıkış voltajının polaritesi ve ortalama değeri değişmelidir. Bu durumda iki tür modülasyon mümkündür: çok kutuplu PWM ve tek kutuplu PWM.

1. Görev formülasyonu

Bu ders çalışmasında aşağıdaki parametrelere sahip bir darbe genişliği modülatörü geliştirilmiştir:

Tablo 1. Görevin içeriği

2. Cihazın fonksiyonel diyagramının geliştirilmesi

Cihazın fonksiyonel şemasını ve çalışma prensibini ele alalım.

Şekil 1 - Fonksiyonel diyagram

Bir sonraki blok olan CLAY'de darbe üretmek için dikdörtgen bir darbe üretecine ihtiyaç vardır.

Göreve göre referans voltajının “üçgen” olması gerektiğini belirliyoruz. GLIN'in çıkışında, karşılaştırıcıya sağlanan referans voltajıyla aynı olan üçgen darbelerimiz var.

Karşılaştırıcı, negatif girişi üçgen şeklinde bir referans sinyaliyle, pozitif girişi ise modüle edilmiş sürekli analog sinyalle beslenen bir cihazdır.

Talimatlara göre modüle edilmiş sinyal 200 Hz frekanslı bir sinüzoiddir.

Ayrıca talimatlara göre çıkış sinyallerinin genliği 10V olmalıdır. Gerekli genlik elektronik bir anahtar tarafından sağlanır.

3. Fonksiyon blokları

3.1 Kare puls üreteci

Bir kuvars osilatörü, jeneratörün bir parçası olan bir kuvars rezonatörü tarafından sentezlenen bir salınım jeneratörüdür. Tipik olarak düşük güç çıkışına sahiptir.

Kuvars plaka üzerindeki dış stres deformasyona neden olur. Bu da kuvarsın yüzeyinde yüklerin ortaya çıkmasına neden olur (piezoelektrik etki). Sonuç olarak, kuvars levhanın mekanik titreşimlerine yüzeyindeki elektrik yükünün senkronize titreşimleri eşlik eder ve bunun tersi de geçerlidir.

Rezonatör ile devre elemanlarının geri kalanı arasındaki iletişimi sağlamak için elektrotlar doğrudan kuvarsın üzerine uygulanır veya kapasitör plakaları arasına bir kuvars plaka yerleştirilir.

Pierce Jeneratörünü kullanıyoruz. Devre minimum sayıda bileşen kullanıyor: bir dijital invertör, bir direnç, iki kapasitör ve son derece seçici bir filtre elemanı görevi gören bir kuvars kristali.

RC frekans ayar devresine sahip bir jeneratör, çalışma prensibi, kapasitör C'yi direnç R üzerinden şarj etme ve boşaltma işlemine dayanmaktadır. Bu direnç aracılığıyla OOS, doğru akımla ve kapasitör-POS aracılığıyla alternatif akımla gerçekleştirilir. .

Jeneratör devresindeki ikinci invertör, oluşturulan dikdörtgen salınımın cephelerinin süresini azaltmak için tasarlanmıştır. Bu, sonraki devrenin ana osilatör salınımlarının stabilitesi üzerindeki etkisini azaltmak ve ayrıca frekans bölücü dijital sayaçların daha güvenilir çalışması için gereklidir.

Şekil 2 – Blok 1. Dikdörtgen voltaj üreteci

İstenilen frekansa frekans bölücü devresi. Bölücüyü uygulamak için 561IE16 mikro devresine ihtiyacınız olacak.

3.2 Gerilim rampası jeneratörü

Bu blok üçgen bir voltaj üretecidir. Şu anda, düşük doğrusal olmama katsayısına (ε) sahip jeneratörler<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

Özellikle, dikdörtgen bir giriş voltajı darbesi ile kontrol edilen bir entegratöre dayalı jeneratörler yaygındır. Devrenin elemanları bir güç kaynağı, şarj direnci R6, kapasitör C3 ve deşarj transistörü VT1'dir. Jeneratörün çıkış voltajı, işlemsel yükselteç tarafından güçlendirilen kapasitör üzerindeki voltajdır. Op-amp, negatif (R5 ve R9) ve pozitif (direnç R10) geri beslemeyle kaplıdır.

Şekil 3 – KİL

Jeneratör aşağıdaki gibi çalışır. Alan etkili transistör VT1'in kapatıldığı anda, kapasitör C3, R10 ve R7 dirençleri aracılığıyla şarj edilir. VT1'e bir darbe uyguladığımız anda bu alan etkili transistörün kapasitörü boşalır.

3.3 Karşılaştırıcı

Bu blok, özü iki gelen sinyali karşılaştırmak ve çıkışta farklı sürelerde darbeler elde etmek olan bir karşılaştırıcıdır. Negatif girişe bir referans sinyali verilir, yani. "üçgen darbeler" ve pozitif olarak modüle edilmiş sürekli analog sinyalin kendisi. Darbe frekansı üçgen darbelerin frekansına karşılık gelir. Periyodun giriş sinyalinin referans sinyalinin üzerinde olduğu kısmı çıkışta bir, altında ise sıfırdır.

Şekil 4 - Karşılaştırıcı

3.4 Elektronik anahtar

Gerekli genlikte çıkış darbeleri elde etmek için transistör VT2 ve “NAND” elemanı DD5'i kullanıyoruz. Direnç R13, akımı transistörün taban girişine sınırlar. Direnç R15 bir yüktür.

Şekil 5 - Elektronik anahtar devresi

4. Hesaplama kısmı ve devre elemanlarının seçimi

4.1 Puls üretecinin hesaplanması

Şekil 6, aktif bir eleman - bir invertör - ve pasif bir eleman - bir kuvars rezonatörden oluşan bir jeneratörü göstermektedir.

Şekil 6 - Kristal osilatör

Bir invertör yerine herhangi bir tek sayıda invertör kurabilirsiniz.

Şekil 7 - Eşdeğer eşdeğer devre

Bir kuvars rezonatörün eşdeğer devresi Şekil 7'de gösterilmektedir.

Pierce jeneratörü en popüler devrelerden biridir. Tek valf üzerindeki hemen hemen tüm jeneratörlerin temelidir. Kuvars paralel bağlandığı için büyük bir endüktans gibi davranır. Yükün rezonatörün çıkışındaki rolü C1 ve C2 kapasitörleri tarafından oynanır. Kondansatörler C1 ve C2, kuvars rezonatörün yük kapasitansının rolünü oynar.

Rezonatör olarak bir kuvars rezonatör seçiyoruz: Nominal frekansı 2,4576 MHz olan KX-49. Tablo 2 kuvars rezonatörün parametrelerini göstermektedir.

Tablo 2 KX-49 parametreleri

L ile	R1	C 0	F
30pF	200Ohm	7pF	2,4576 MHz

Direnç R1, güç açıldığında jeneratörü otomatik olarak çalıştıracak şekilde tasarlanmıştır. Aynı eleman, invertörün kazancını da belirler ve bu kazanç ne kadar büyük olursa, çıkışında o kadar dikdörtgen salınımlar oluşacak ve bu da kuvars osilatörün tükettiği akımın azalmasına yol açacaktır. R1 direncinin değerini 1Mohm'a eşit seçelim.

Direnç R2, devrenin empedansını arttırır, böylece kapasitör C2 ile birlikte faz kayması da artar. Bu, jeneratörün daha yüksek bir frekansta değil, istenen frekansta çalışması için gereklidir. Direnç ayrıca invertör çıkışını rezonatör devresinden yalıtır ve böylece dikdörtgen darbe şeklini korur. Direnç değeri, verilen formül kullanılarak hesaplanabilen yük empedansı Z L'ye yaklaşık olarak eşit olmalıdır:

IE16 sayacına f = 2,4576 MHz frekanslı darbeler sağlanır, sayaç çıkışının Q7'sinden f/ 256 = 9,6 kHz frekanslı darbeler alırız.

4.2 Doğrusal voltaj üretecinin hesaplanması

Şekil 5'teki devre doğrusal olarak değişen bir voltaj üreteci olarak seçilmiştir.

Söz konusu GLIN, kare bir puls üreteci ve U1 güç kaynağı tarafından kontrol edilen bir voltaj entegratörü (DD2, RC devresi, güç kaynağı U1) temelinde yapılır. Transistör kapatıldığında içinden kontrolsüz (ilk) bir drenaj akımı akar. Transistör açıkken, transistörden geçen akım, yük direncinin değeri ve besleme voltajı ile belirlenmelidir.

Darbe genişlik modülasyonu (PWM) yöntemi, AU'nun çıkış voltajının kalitesini iyileştirme açısından en etkili yöntemlerden biridir. Yöntemin ana fikri, çıkış voltajı eğrisinin, süresi belirli bir yasaya göre değişen (modüle eden), çoğu durumda sinüzoidal olan bir dizi yüksek frekanslı darbe şeklinde oluşturulmasıdır. Darbe tekrarlama hızına taşıyıcı (veya saat) frekansı adı verilir ve darbe süresinin değiştiği frekansa modülasyon frekansı denir. Taşıyıcı frekansı genellikle modülasyon frekansından önemli ölçüde daha yüksek olduğundan, taşıyıcı frekansının katları olan ve çıkış voltajı spektrumunda mevcut olan harmonikler, uygun bir filtre kullanılarak nispeten kolay bir şekilde bastırılır.

Şu anda, çeşitli kriterlere göre sınıflandırılmış oldukça az sayıda PWM türü bilinmektedir. Örneğin, çıkış voltajı darbelerinin türüne bağlı olarak modülasyon, tek kutuplu ve iki kutuplu olarak ayırt edilir. Bipolar modülasyonun en basit örneği, tek fazlı yarım köprü invertör devresinde uygulanan işlemlerdir (Şekil 4.9). Şekil 4.9(b)'de gösterildiği gibi, güç transistörlerinin tabanlarına sağlanan kontrol darbeleri, modülasyonlu düşük frekanslı voltajın, frekansı taşıyıcı frekansı olan testere dişi referans voltajıyla karşılaştırılmasıyla oluşturulur.

Kontrol sisteminin, referans voltajının anlık değeri modülasyon voltajının değerinden büyükse, transistör VT2 açılacak ve yükte pozitif polariteli bir darbe oluşacak şekilde düzenlendiğini varsayalım. Şekil 4.9(c)'de gösterildiği gibi. Buna göre, referans voltajı modülasyon voltajından daha az olursa, transistör VT2 kapanır ve transistör VT1 açılır, bu da yük üzerindeki voltajın polaritesinde bir değişikliğe yol açar. Yükün aktif endüktif doğası ile, çıkış voltajının polaritesi, endüktif emf L tarafından desteklenen, yük akımının kapatıldığı bir ters diyot VD1'in dahil edilmesi nedeniyle değişir.

Modülasyon voltajı değiştiğinde, pozitif ve negatif çıkış voltajı darbelerinin süresi değişir, buna göre taşıyıcı frekans periyodu boyunca ortalama voltaj değeri değişir.

Çıkış voltajının bu ortalama değerlerinin kombinasyonu, şekli modülasyon sinyali tarafından belirlenen düzgün bir bileşen oluşturur. Bipolar modülasyonun ana dezavantajı, taşıyıcı frekansının ilk harmoniğinin büyük genliğidir.

Tek kutuplu modülasyonla, Şekil 4.10'da gösterildiği gibi, modülasyon sinyalinin bir yarım dalgası sırasında çıkış voltajı eğrisinde, yalnızca bir polaritenin darbeleri oluşturulur ve zıt polaritenin voltaj darbeleri yerine sıfır voltajlı bir aralık (sıfır) oluşturulur. raf) oluşturulur. Bu durumda gerilim darbelerinin süresi değiştiğinde sıfır rafın süresi de buna göre değişir, böylece taşıyıcı frekansın periyodu sabit kalır.

Tek kutuplu modülasyon, bir çift güç transistörünün, örneğin VT1 ve VT4'ün, anlarda vb. modülasyon sinyali frekansıyla anahtarlanması ve ikinci transistör çiftinin tek fazlı bir köprü devresinde (AIN) gerçekleştirilebilir. taşıyıcı frekansı ile anahtarlanır. Kontrol darbelerinin süresi, referans voltajı ile modülasyon sinyalinin karşılaştırılması sonucunda önceki durumda olduğu gibi oluşturulur. İnvertörün çıkışında, örneğin pozitif polaritede bir darbe oluşumu, VT1 ve VT2 transistörlerinin aynı anda açılmasıyla sağlanır. Transistör VT2 yüksek bir frekansta anahtarladığından, kapatıldığında, transistör VT1 açık kalır, bu da transistör VT1 ve diyot VD3 aracılığıyla endüktansta depolanan yük akımının kapanmasına yol açar. Bu durumda invertör çıkışındaki voltaj, transistör ve diyottaki voltaj düşüşlerinin toplamına eşittir; sıfıra yakın. Benzer şekilde, pürüzsüz bir bileşenin negatif bir yarım dalgası oluştuğunda sıfır raf oluşturulur: transistör VT3 kapatıldığında, yük akımı transistör VT4 ve diyot VD2 aracılığıyla kapatılır. Böylece, çıkış voltajının pürüzsüz bileşeninin polaritesi, VT1 veya VT4 transistörlerinin açılmasıyla ve yüksek frekanslı dolgunun açılmasıyla belirlenir ve buna göre pürüzsüz bileşenin şekli, VT2 veya VT3 transistörlerinin değiştirilmesiyle belirlenir.

Tek kutuplu modülasyonun iki kutuplu modülasyona kıyasla temel avantajı, yüksek frekanslı harmoniklerin genliklerindeki azalmadır.

Tek fazlı yarım köprü gibi bazı devrelerde tek kutuplu modülasyonun mümkün olmadığı unutulmamalıdır. Bu durumda, tek kutuplu modülasyonu uygulamak için daha karmaşık devrelerin (örneğin, Şekil 4.7'de gösterilen devre) kullanılması gerekir.

Yüksek frekanslı darbelerin süresini oluşturma yöntemine dayanarak, en yaygın olanı birinci ve ikinci tipteki PWM olan çeşitli darbe genişliği modülasyonu türleri ayırt edilir. Birinci türden darbe genişliği modülasyonuyla (PWM-1), üretilen darbenin süresi, zaman içinde önceden belirlenmiş belirli anlarda seçilen modülasyon sinyalinin değerleriyle orantılıdır. PWM-1 ile darbe süresi oluşturma prensibi Şekil 1'de gösterilmektedir. 4.11(a).

PWM-2 ile darbe süresi oluşturma prensibi Şekil 2'de gösterilmektedir. 4.11(b). Bu durumda darbe süresi, darbenin sonundaki modülasyon sinyalinin değeri ile belirlenir.

Süreyi değiştirme yöntemine göre tek yönlü ve iki yönlü modülasyon ayırt edilir. Örneğin, Şekil 2'de. 4.9 şunu gösteriyor:

üçüncü taraf modülasyonu, çünkü modülasyon sinyali değiştiğinde, darbenin yalnızca arka kenarının üretildiği an değişir. Buna göre, Şekil 2'de. Şekil 4.10 iki yönlü modülasyonun bir örneğini göstermektedir.

Taşıyıcı frekansının modüle edici sinyalin frekansına oranına taşıyıcı frekans katı denir. Çokluk ya bir tam sayı ya da kesir olabilir ve genel durumda çokluk aynı zamanda irrasyonel bir kesir de olabilir. Çokluk, çıkış voltajının spektral bileşimini önemli ölçüde etkiler ve kesirli-rasyonel çokluklarla, çıkış voltajının spektrumunda modüle edici sinyalin frekansından daha düşük bir frekansa sahip harmonikler görünür. Bu tür harmoniklere alt harmonikler denir ve taşıyıcı frekans faktörü azaldıkça genlikleri artar, bu da invertörün normal çalışmasının bozulmasına neden olabilir. Alt harmonikleri bastırmak için taşıyıcı frekans çokluğu arttırılmalıdır, ancak bu kaçınılmaz olarak invertörün güç cihazlarındaki anahtarlama kayıplarını artırır.

Çıkış voltajının faydalı bileşeni, modülasyon sinyalinin şekline veya genel olarak adlandırıldığı gibi modülasyon yasasına bağlı olan düzgün bileşenin şekli ile belirlenir. Şu anda, sinüzoidal, trapezoidal veya dikdörtgen kanuna göre modülasyon en sık kullanılmaktadır. Özellikle yukarıda tartışılan taşıyıcı frekansında darbe genişliği kontrolü yöntemi, dikdörtgen kanuna göre PWM kullanımından başka bir şey değildir.

• Geri
• İleri

Rastgele haberler

3.2. Cebirsel kararlılık kriterleri

Dayanıklılığın ilk kriterlerinden biri Profesör J. A. Vishnegradsky tarafından tanımlanmış ve onun tarafından "Doğrudan Etkili Düzenleyiciler Üzerine" ve "Dolaylı Etkili Düzenleyiciler Üzerine" adlı çalışmalarında verilmiştir. Kriter, karakteristik denklemi şu şekle indirgenmiş üçüncü dereceden diferansiyel denklemlerle tanımlanan işlemler için formüle edilmiştir: .

Şekil 3.4 - 3. dereceden denklemlerle tanımlanan sistemlerin kararlılık alanını tanımlayan diyagram. (Vishnegradsky diyagramı)

Vishnegradsky'ye göre ve notasyonunu tanıtırsak, sistemin kararlı olması için veya olması gerekir. Şekil 3.4'te, sistemin kararlılık sınırını veren ΧΥ =1 hiperbolü X ve Υ koordinatlarında çizilmiştir. Direnç alanları arasındaki çizgi genellikle taramalıdır, böylece direnç alanları daha fazla açıklamaya gerek kalmadan taramadan görülebilir.

Şekil 3.4'teki diyagramda, X = Υ = 3 değerlerinde bir yüz noktasına sahip koşul tarafından belirlenen, periyodik olmayanlık sınırının çizilmiş bir çizgisi vardır.

Yukarıda özetlenen Vishnegradsky stabilite kriteri, Routh-Hurwitz stabilite kriterinin ayrı bir durumudur. Bu kriter, Hurwitz tarafından önerilen formda aşağıdaki şekilde formüle edilebilir: eğer sistem, karakteristik denklemi aşağıdaki gibi olan bir doğrusal diferansiyel denklem ile tanımlanırsa:

o zaman kararlı olabilmesi için, yani karakteristik denklemin tüm gerçek köklerinin ve karmaşık köklerinin gerçek kısımlarının negatif olması için, denklemin tüm katsayılarının aynı işarete sahip olması gerekli ve yeterlidir ve diyagonal determinant, denklemin katsayılarından oluşan n-1 düzeyindedir ve tüm köşegen küçükleri pozitif olacaktır:

Köşegen determinant aşağıdaki gibi oluşur:

Dolayısıyla sistemin kararlı olabilmesi için tüm katsayıların aynı işarete sahip olması ve tüm determinantların 0'dan büyük olması gerekir.

Köşegen küçüklerin derlenme sırası, beşinci derece denklem örneği kullanılarak analiz edilebilir:

Sonra şunu elde ederiz:

Üçüncü dereceden bir denklem için:

Ve ayrıca.

Vyshegradsky kararlılık koşullarına sahip olduğumuzu unutmayın.

Hem Vishnegradsky kriteri hem de Routh-Hurwitz kriteri, karakteristik denklemin katsayılarına dayanarak sistemin kararlılığını belirler ve cebirsel kararlılık kriteri olarak adlandırılır. Routh-Hurwitz kriterini kullanan bazı direniş araştırma örneklerine bakalım.

Örnek 1. Sistemin karakteristik denklemi

Bunun için:

Bu denklemin tüm katsayıları sıfırdan büyük olduğu gibi determinantlar da sıfırdan büyüktür; sistem kararlıdır.

Darbe genişliği modülasyonu, sabit bir frekansta birbirini takip eden darbelerin genişliğinin (süresinin) değiştirilmesinden oluşur. Darbe genişliği modülasyonu (PWM) - istenen sinyalin (çok seviyeli veya sürekli) gerçek bir ikili sinyalle (iki seviyeli - açık/kapalı) yaklaşımı, böylece ortalama olarak belirli bir süre boyunca değerleri eşit olur . Ana düzenleyici faktör, darbelerin veya görev döngüsünün göreceli süresidir.

burada T darbe tekrarlama periyodudur. Tek uçlu PWM'de referans voltajı periyodik testere dişi salınımıdır. Bu durumda modülasyon yalnızca bir darbe kenarının konumu değiştirilerek gerçekleştirilir. Çift yönlü PWM için üçgen (tercihen eşkenar) bir referans voltajı gereklidir. Çift taraflı PWM, tek taraflı PWM'den daha yüksek performansa sahiptir, bu nedenle daha sık kullanılır. Giriş sinyali iki kutupluysa, çıkış voltajının polaritesi ve ortalama değeri değişmelidir. Bu durumda iki tür modülasyon mümkündür: çok kutuplu PWM ve tek kutuplu PWM.

1. Görev formülasyonu

Bu ders çalışmasında aşağıdaki parametrelere sahip bir darbe genişliği modülatörü geliştirilmiştir:

Tablo 1. Görevin içeriği

2. Cihazın fonksiyonel diyagramının geliştirilmesi

Cihazın fonksiyonel şemasını ve çalışma prensibini ele alalım.

Şekil 1 - Fonksiyonel diyagram

Bir sonraki blok olan CLAY'de darbe üretmek için dikdörtgen bir darbe üretecine ihtiyaç vardır.

Göreve göre referans voltajının “üçgen” olması gerektiğini belirliyoruz. GLIN'in çıkışında, karşılaştırıcıya sağlanan referans voltajıyla aynı olan üçgen darbelerimiz var.

Karşılaştırıcı, negatif girişi üçgen şeklinde bir referans sinyaliyle, pozitif girişi ise modüle edilmiş sürekli analog sinyalle beslenen bir cihazdır.

Talimatlara göre modüle edilmiş sinyal 200 Hz frekanslı bir sinüzoiddir.

Ayrıca talimatlara göre çıkış sinyallerinin genliği 10V olmalıdır. Gerekli genlik elektronik bir anahtar tarafından sağlanır.

3. Fonksiyon blokları

3.1 Kare puls üreteci

Bir kuvars osilatörü, jeneratörün bir parçası olan bir kuvars rezonatörü tarafından sentezlenen bir salınım jeneratörüdür. Tipik olarak düşük güç çıkışına sahiptir.

Kuvars plaka üzerindeki dış stres deformasyona neden olur. Bu da kuvarsın yüzeyinde yüklerin ortaya çıkmasına neden olur (piezoelektrik etki). Sonuç olarak, kuvars levhanın mekanik titreşimlerine yüzeyindeki elektrik yükünün senkronize titreşimleri eşlik eder ve bunun tersi de geçerlidir.

Rezonatör ile devre elemanlarının geri kalanı arasındaki iletişimi sağlamak için elektrotlar doğrudan kuvarsın üzerine uygulanır veya kapasitör plakaları arasına bir kuvars plaka yerleştirilir.

Pierce Jeneratörünü kullanıyoruz. Devre minimum sayıda bileşen kullanıyor: bir dijital invertör, bir direnç, iki kapasitör ve son derece seçici bir filtre elemanı görevi gören bir kuvars kristali.

RC frekans ayar devresine sahip bir jeneratör, çalışma prensibi, kapasitör C'yi direnç R üzerinden şarj etme ve boşaltma işlemine dayanmaktadır. Bu direnç aracılığıyla OOS, doğru akımla ve kapasitör-POS aracılığıyla alternatif akımla gerçekleştirilir. .

Jeneratör devresindeki ikinci invertör, oluşturulan dikdörtgen salınımın cephelerinin süresini azaltmak için tasarlanmıştır. Bu, sonraki devrenin ana osilatör salınımlarının stabilitesi üzerindeki etkisini azaltmak ve ayrıca frekans bölücü dijital sayaçların daha güvenilir çalışması için gereklidir.

Şekil 2 – Blok 1. Dikdörtgen voltaj üreteci

İstenilen frekansa frekans bölücü devresi. Bölücüyü uygulamak için 561IE16 mikro devresine ihtiyacınız olacak.

3.2 Gerilim rampası jeneratörü

Bu blok üçgen bir voltaj üretecidir. Şu anda, düşük doğrusal olmama katsayısına (ε) sahip jeneratörler<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

Özellikle, dikdörtgen bir giriş voltajı darbesi ile kontrol edilen bir entegratöre dayalı jeneratörler yaygındır. Devrenin elemanları bir güç kaynağı, şarj direnci R6, kapasitör C3 ve deşarj transistörü VT1'dir. Jeneratörün çıkış voltajı, işlemsel yükselteç tarafından güçlendirilen kapasitör üzerindeki voltajdır. Op-amp, negatif (R5 ve R9) ve pozitif (direnç R10) geri beslemeyle kaplıdır.

Şekil 3 – KİL

Jeneratör aşağıdaki gibi çalışır. Alan etkili transistör VT1'in kapatıldığı anda, kapasitör C3, R10 ve R7 dirençleri aracılığıyla şarj edilir. VT1'e bir darbe uyguladığımız anda bu alan etkili transistörün kapasitörü boşalır.

3.3 Karşılaştırıcı

Bu blok, özü iki gelen sinyali karşılaştırmak ve çıkışta farklı sürelerde darbeler elde etmek olan bir karşılaştırıcıdır. Negatif girişe bir referans sinyali verilir, yani. "üçgen darbeler" ve pozitif olarak modüle edilmiş sürekli analog sinyalin kendisi. Darbe frekansı üçgen darbelerin frekansına karşılık gelir. Periyodun giriş sinyalinin referans sinyalinin üzerinde olduğu kısmı çıkışta bir, altında ise sıfırdır.

Şekil 4 - Karşılaştırıcı

3.4 Elektronik anahtar

Gerekli genlikte çıkış darbeleri elde etmek için transistör VT2 ve “NAND” elemanı DD5'i kullanıyoruz. Direnç R13, akımı transistörün taban girişine sınırlar. Direnç R15 bir yüktür.

Şekil 5 - Elektronik anahtar devresi

4. Hesaplama kısmı ve devre elemanlarının seçimi

4.1 Puls üretecinin hesaplanması

Şekil 6, aktif bir eleman - bir invertör - ve pasif bir eleman - bir kuvars rezonatörden oluşan bir jeneratörü göstermektedir.

Şekil 6 - Kristal osilatör

Bir invertör yerine herhangi bir tek sayıda invertör kurabilirsiniz.

Şekil 7 - Eşdeğer eşdeğer devre

Bir kuvars rezonatörün eşdeğer devresi Şekil 7'de gösterilmektedir.

Pierce jeneratörü en popüler devrelerden biridir. Tek valf üzerindeki hemen hemen tüm jeneratörlerin temelidir. Kuvars paralel bağlandığı için büyük bir endüktans gibi davranır. Yükün rezonatörün çıkışındaki rolü C1 ve C2 kapasitörleri tarafından oynanır. Kondansatörler C1 ve C2, kuvars rezonatörün yük kapasitansının rolünü oynar.

Rezonatör olarak bir kuvars rezonatör seçiyoruz: Nominal frekansı 2,4576 MHz olan KX-49. Tablo 2 kuvars rezonatörün parametrelerini göstermektedir.

Tablo 2 KX-49 parametreleri

L ile	R1	C 0	F
30pF	200Ohm	7pF	2,4576 MHz

Direnç R1, güç açıldığında jeneratörü otomatik olarak çalıştıracak şekilde tasarlanmıştır. Aynı eleman, invertörün kazancını da belirler ve bu kazanç ne kadar büyük olursa, çıkışında o kadar dikdörtgen salınımlar oluşacak ve bu da kuvars osilatörün tükettiği akımın azalmasına yol açacaktır. R1 direncinin değerini 1Mohm'a eşit seçelim.

Direnç R2, devrenin empedansını arttırır, böylece kapasitör C2 ile birlikte faz kayması da artar. Bu, jeneratörün daha yüksek bir frekansta değil, istenen frekansta çalışması için gereklidir. Direnç ayrıca invertör çıkışını rezonatör devresinden yalıtır ve böylece dikdörtgen darbe şeklini korur. Direnç değeri, verilen formül kullanılarak hesaplanabilen yük empedansı Z L'ye yaklaşık olarak eşit olmalıdır:

IE16 sayacına f = 2,4576 MHz frekanslı darbeler sağlanır, sayaç çıkışının Q7'sinden f/ 256 = 9,6 kHz frekanslı darbeler alırız.

4.2 Doğrusal voltaj üretecinin hesaplanması

Şekil 5'teki devre doğrusal olarak değişen bir voltaj üreteci olarak seçilmiştir.

Söz konusu GLIN, kare bir puls üreteci ve U1 güç kaynağı tarafından kontrol edilen bir voltaj entegratörü (DD2, RC devresi, güç kaynağı U1) temelinde yapılır. Transistör kapatıldığında içinden kontrolsüz (ilk) bir drenaj akımı akar. Transistör açıkken, transistörden geçen akım, yük direncinin değeri ve besleme voltajı ile belirlenmelidir.

Entegratörün çıkışındaki doğrusal olarak değişen voltaj Uc(t) çalışma voltajı değerine ulaştığında, etkisi altında anahtar transistör VT1'in açıldığı ve kapasitörü boşaltan bir kontrol sinyali gönderilir. İşlem daha sonra nokta ile tekrarlanır:

Frekansı 9,6 kHz'e ayarladık.

Kullanılan dirençlerin parametrelerindeki saçılmanın, üretilen voltajın doğrusal olmama katsayısı üzerindeki etkisini ortadan kaldırmak için minimum voltaj Ucm'nin seçilmesi tavsiye edilir.

Kapasitördeki maksimum voltaj süre bağımlılığıyla ilgilidir

T

U1 = 5V, U2 = 0V ve ardından Ucm = 5V'yi seçiyoruz.

R6 = R5 = 10 kOhm'u, ardından C3 = 96 nF'yi seçiyoruz.

Aşağıdakilere dayanarak R9'u buluyoruz.

Uout = 10 V, bu durumda: R 9 = Ucmax*R 6 / Uout = 5*10000/10≈ 2 kOhm, en yakın nominal değeri alın

R9 = R10 = 2 kOhm

140UD7, op-amp DD3 olarak seçildi. Güç kaynağı ±10V.

4.3 Karşılaştırıcı seçimi

521CA3, kararlı PWM çalışmasını sağlamak için DD4 karşılaştırıcısı olarak kullanılır.

Analog karşılaştırıcı 521CA3'ün teknik özellikleri

Analog LM111

Giriş akımı 100 nA'dan fazla değil

Kazanç faktörü 200000'den az değil

50 mA'ya kadar yük akımı

Güç kaynağı +5...+30 veya ±3...±15 V

Kullanım alanları

Sıfır geçiş dedektörleri

Dalgalanma dedektörleri

Darbe genişliği modülatörleri

Hassas redresörler

Analogdan dijitale dönüştürücüler

Direnç R12, D1 ve D2 diyotlarıyla birlikte giriş sinyalinin salınımını sınırlar. Diyotlar sayesinde giriş voltajı salınımını -12,6 V ila +12,6 V değerlerine sınırlıyoruz, koşul ise negatif giriş voltajının arıza voltajı değerine ulaşmamasıdır (örneğin, bir diyot gibi) KD510A bu değer - 50 V'tur).

Tablo 3 Seçilen transistörün parametreleri

İsim	Gel. ,İÇİNDE	I örneğin maksimum, A	Geliyorum. maksimum, µA	F d maks, kHz
KD510A	50	0.2	5	200000

4.4 Elektronik anahtar hesaplaması

Aşağıdaki şema anahtar olarak seçilmiştir:

Şekil 9 - Elektronik anahtar devresi

Rн =0,5 k Ohm, Uout =10V.

Ik=Uout/Rn=10/500=50mA

Referans kitabını kullanarak verilen kolektör akımına (0,05A) dayanabilecek bir transistör arıyoruz. KT315A transistörü 0,1 A'ya kadar sabit bir akım tutar.

Referans kitabından - h21e, KT315A için

Temel akımı Ib=Ik/h21e=0,05/30≈ 1,67 mA olarak kabul ediyoruz; tabana en az 167 μA'lık bir akım sağlanmalıdır.

R14 – karşılaştırıcı DD3 ile transistör VT2 arasındaki eşleşen direnç. R16 = 200 Ohm'u seçelim.

R out =R 15 =500 Ohm talimatlara göre seriden 510 Ohm seçiniz. çıkışta 10 V almanız gerekir, ardından R 14 direncinin değerini hesaplayın

(U besleme -U çıkış)/R 14 =U çıkış/R 15,

R 14 = 2R 15 /10 = 102 Ohm olduğu yerden, standart seriden 100 Ohm'luk bir nominal değer seçiyoruz. Güç dağıtımı 10V*1,25mA≈0,0125 W

Tablo 4. Seçilen transistör KT315A'nın parametreleri

5. Devre simülasyonu

Üçgen puls üretecinden çıkış sinyali:

Kare dalga üretecinden çıkış sinyali:

Simüle edilmiş sinyal:

Modülasyon süreci:

Çıkış dönemi:

En kısa darbe süresi:

Süre 5,12 µs olmalıdır. Grafik bunun 5,56 μs olduğunu gösteriyor.

En uzun darbe süresi:

Darbe süresi 97,37 µs olmalıdır. Grafik bunun 97,74 μs'ye eşit olduğunu gösteriyor.

Çözüm

Bu ders çalışmamızda bir devre şeması geliştirdik ve Darbe Genişlik Modülatör devresini hesapladık. PWM cihazının girişine spesifikasyona göre frekansa sahip bir sinüzoid sağlanır - 200 Hz, çıkışta genliği 10 V olan dönüştürülmüş bir PWM sinyalimiz var. Göreceli süredeki değişiklik aralığı bu PWM'nin çıkış darbeleri - 0,05 ÷ 0,95'tir. Geliştirilen darbe genişliği modülatörü oldukça basittir. Devre, CircuitMaker paketi kullanılarak simüle edildi.

Kullanılmış literatür listesi

1. Altshuller G.B., Elfimov N.N., Shakulin V.G. Kuvars rezonatörler: bir referans kılavuzu. M.: Radyo ve İletişim, 1984.-232 s., hasta.

2. Horwitz P., Hill W. Devre Tasarımı Sanatı: Çev. İngilizceden – Ed. altıncı. M.: Mir, 2001.

3. ECiMS üzerine ders kursu (öğretmen I.B. Andreev).

4. Dijital CMOS mikro devreleri, referans kitabı, Partala O.N. – St. Petersburg: Bilim ve Teknoloji, 2001. - 400 sayfa, resimlerle birlikte.

5. L. Labutin, Kuvars rezonatörleri. - Radyo, 1975, No.3.

6. CMOS çiplerine dayalı dikdörtgen puls üreteçleri. V. Strizhov, Devre, 2000, Sayı 2, s.28

7. Zabrodin Yu.S., Endüstriyel elektronik: üniversiteler için ders kitabı. - M.: Daha yüksek. Okul, 1982. – 496 s., hasta.

1.4. Tristörler

1.4.1. Bir tristörün çalışma prensibi

1.4.2. Bir tristörün statik akım-gerilim özellikleri

1.4.3. Tristörün dinamik özellikleri

1.4.4. Tristör çeşitleri

1.4.5. Kilitlenebilir tristörler

2. Elektronik anahtar yönetim şemaları

2.1. Kontrol şemaları hakkında genel bilgi

2.2. Darbe oluşturucuları kontrol edin

2.3. Güçlü transistörleri kontrol etmek için sürücüler

3. Güç elektroniği cihazları için pasif bileşenler ve soğutucular

3.1. Elektromanyetik bileşenler

3.1.1. Histerezis

3.1.2. Manyetik devredeki kayıplar

3.1.3. Manyetik akı direnci

3.1.4. Modern manyetik malzemeler

3.1.5. Sargı kayıpları

3.2. Güç elektroniği için kapasitörler

3.2.1. MKU ailesinin kapasitörleri

3.2.2. Alüminyum Elektrolitik Kondansatörler

3.2.3. Tantal kapasitörler

3.2.4. Film kapasitörleri

3.2.5. Seramik kapasitörler

3.3. Güç elektroniği cihazlarında ısı dağılımı

3.3.1. Güç elektroniği anahtarlarının termal çalışma modları

3.3.2. Güç elektroniği anahtarlarının soğutulması

4. Güç elektroniği anahtarlarını yönetme ilkeleri

4.1. Genel bilgi

4.2. Faz kontrolü

4.3. Darbe modülasyonu

4.4. Mikroişlemcili kontrol sistemleri

5. Dönüştürücüler ve voltaj regülatörleri

5.1. Dönüştürücü teknoloji cihazlarının ana türleri. Güç elektroniği cihazlarının ana tipleri sembolik olarak Şekil 1'de gösterilmektedir. 5.1.

5.2. Üç fazlı redresörler

5.3. Eşdeğer çok fazlı devreler

5.4. Kontrollü redresörler

5.5. Yarı kontrollü doğrultucunun özellikleri

5.6. Doğrultucularda anahtarlama işlemleri

6. Darbe dönüştürücüler ve voltaj regülatörleri

6.1. Anahtarlama voltaj regülatörü

6.1.1. PWM ile anahtarlama regülatörü

6.1.2. Darbe anahtarı regülatörü

6.2. Jikleye dayalı anahtarlama regülatörleri

6.2.2. Yükseltici dönüştürücü

6.2.3. Ters çevirici dönüştürücü

6.3. Diğer dönüştürücü türleri

7. Frekans dönüştürücü invertörler

7.1. Genel bilgi

7.2. Gerilim invertörleri

7.2.1. Otonom tek fazlı invertörler

7.2.2. Tek fazlı yarım köprü gerilim invertörleri

7.3. Üç fazlı otonom invertörler

8. Dönüştürücülerde darbe genişliği modülasyonu

8.1. Genel bilgi

8.2. Bağımsız invertörlerde geleneksel PWM yöntemleri

8.2.1. Gerilim invertörleri

8.2.2. Üç fazlı gerilim invertörü

8.3. Akım invertörleri

8.4. Uzay vektör modülasyonu

8.5. AC ve DC dönüştürücülerde modülasyon

8.5.1. Ters çevir

8.5.2. Doğrultma

9. Ağ anahtarlamalı dönüştürücüler

10. Frekans dönüştürücüler

10.1. Doğrudan Bağlantılı Dönüştürücü

10.2. Ara bağlantılı dönüştürücüler

10.3.1. İki transformatörlü devre

10.3.3. Kademeli dönüştürücü devresi

11. Rezonans dönüştürücüler

11.2. Rezonans devreli dönüştürücüler

11.2.1. Rezonans devre elemanlarının ve yükün seri bağlantılı dönüştürücüler

11.2.2. Paralel yük bağlantılı dönüştürücüler

11.3. Paralel seri rezonans devreli invertörler

11.4. E Sınıfı dönüştürücüler

11.5. Sıfır Gerilim Anahtarlamalı İnvertörler

12. Elektrik enerjisi kalite göstergelerine ilişkin standartlar

12.1. Genel bilgi

12.2. Redresörlerin güç faktörü ve verimliliği

12.3. Kontrollü redresörlerin güç faktörünün iyileştirilmesi

12.4. Güç faktörü düzeltici

13. AC voltaj regülatörleri

13.1. Tristörlere dayalı AC voltaj regülatörleri

13.2. Transistörlü AC Voltaj Regülatörleri

Kendini kontrol etmeye yönelik sorular

14. Floresan lambaları kontrol etmenin yeni yöntemleri

Kendini kontrol etmeye yönelik sorular

Çözüm

Kaynakça

620144, Ekaterinburg, Kuibysheva, 30

8. Dönüştürücülerde darbe genişliği modülasyonu

8.1. Genel bilgi

Darbe kontrolü ve modülasyonun ilkeleri Bölüm'de tartışılmaktadır. 4 Basit bir DC regülatör devresi örneğini kullanarak. Aynı zamanda, darbeli DC dönüştürücülerin kontrol uygulamasına karşılık gelen, doğrusal darbe sistemleri teorisinde kullanılan ana darbe modülasyon türlerinin tanımları verilmektedir.

Bununla birlikte, AC dönüştürücülerdeki voltaj veya akımların darbe genişliği modülasyonu, alternatif akım kullanarak elektriği dönüştürme problemlerini çözerken PWM'nin özelliklerini dikkate alarak güç elektroniğinde biraz farklı bir tanıma sahiptir. IEC 551-16-30'da tanımlandığı gibi darbe genişliği modülasyonu, belirli bir çıkış voltajı dalga biçimi üretmek için darbelerin genişliğinin veya frekansının veya her ikisinin temel frekansın bir periyodu içerisinde modüle edildiği bir darbe kontrolüdür. Çoğu durumda PWM, voltajın veya akımın sinüzoidalliğini sağlamak, yani ana (birinci) harmoniğe göre daha yüksek harmonik seviyesini azaltmak için gerçekleştirilir ve sinüzoidal olarak adlandırılır. Sinüzoidaliteyi sağlamak için aşağıdaki ana yöntemler vardır: analog PWM ve modifikasyonları; daha yüksek harmoniklerin seçici (seçici) bastırılması; histerezis veya delta modülasyonu;

uzay vektör modülasyonu.

Analog sinüzoidal bir PWM düzenlemenin klasik versiyonu, referans veya referans adı verilen belirli bir şekle sahip bir voltaj sinyalini daha yüksek frekansa sahip bir üçgen voltaj sinyaliyle karşılaştırarak çıkış voltajını (akım) oluşturan darbelerin genişliğini değiştirmektir. ve taşıyıcı sinyal olarak adlandırılır. Referans sinyali modülasyonludur ve çıkış voltajının (akım) gerekli şeklini belirler. Modülasyon sinyallerinin sinüs dalgası dışındaki özel fonksiyonlarla temsil edildiği bu yöntemin birçok modifikasyonu vardır. Ders notlarında bu PWM yöntemlerini açıklayan birkaç temel devre tartışılacaktır.

Yüksek harmoniklerin seçici olarak bastırılması yöntemi şu anda yazılım tabanlı mikroişlemci kontrolörleri kullanılarak başarıyla uygulanmaktadır. Histerezis modülasyonu, bir referans sinyalinin (örneğin sinüzoidal bir dalga biçimi) röle tarafından "izlenmesi" ilkelerine dayanır. En basit teknik tasarımıyla bu yöntem, PWM ve PFM (darbe frekans modülasyonu) ilkelerini birleştirir. Bununla birlikte, özel devre önlemleri yoluyla modülasyon frekansını stabilize etmek veya değişim aralığını sınırlamak mümkündür.

Uzay vektör modülasyonu yöntemi, üç fazlı bir voltaj sistemini iki fazlı bir sisteme dönüştürmeye ve genelleştirilmiş bir uzay vektörü elde etmeye dayanır. Bu vektörün büyüklüğü, temel ve modülasyonlu frekanslar tarafından belirlenen anlarda hesaplanır. Özellikle elektrikli tahriklerde kullanıldığında üç fazlı invertörlerin kontrolü için çok umut verici kabul ediliyor. Aynı zamanda birçok yönden geleneksel sinüzoidal PWM'ye benzer.

PWM'ye dayalı kontrol sistemleri, yalnızca temel gerilim veya akım harmoniğinin ortalama değerlerinin sinüzoidal bir şeklini sağlamakla kalmaz, aynı zamanda genlik, frekans ve faz değerlerini de kontrol etmeye izin verir. Bu durumlarda dönüştürücü tamamen kontrollü anahtarlar kullandığından, AC (DC) dönüştürücülerin çalışmasını AC ağıyla birlikte dört kadranın tamamında hem doğrultma hem de evirme modlarında temel harmonik güç faktörünün herhangi bir değeri ile uygulamak mümkün hale gelir cosφ -1 ila 1 aralığında. Ayrıca, taşıyıcı frekansının artmasıyla birlikte, invertörlerin çıkışında belirli bir şeklin akımını ve voltajını yeniden üretme olanakları genişler. Bu, daha yüksek harmonikleri bastırmak için aktif filtreler oluşturmanıza olanak tanır.

Birinci yöntemin bir gerilim invertörünün tek fazlı yarım köprü devresinde uygulanması örneğini kullanarak sonraki sunumda kullanılan ana tanımları ele alacağız (Şekil 8.1, A). Bu koşullu diyagramda anahtarlar S1 Ve S2 seri ve paralel bağlı diyotlarla desteklenen, tamamen kontrollü anahtarlama elemanları ile temsil edilir. Seri diyotlar, anahtarların (örneğin transistörler veya tristörler) tek yönlü iletkenliğini yansıtır ve paralel diyotlar, aktif endüktif yük ile ters akımların iletimini sağlar.

Referans diyagramları, modülasyonlu sen M(θ) ve taşıyıcı sen H (θ) sinyalleri Şekil 2'de gösterilmektedir. 8.1, B. Anahtar kontrol darbelerinin oluşumu S 1 ve S 2 aşağıdaki prensibe göre gerçekleştirilir. Şu tarihte: sen M(θ) > sen H(θ) tuşu S 1 açık, bir S 2 kapalı. Şu tarihte: sen M(θ)< sen H (θ) anahtar durumları tersine çevrilmiştir: S 2 - açık, bir S 1 - kapalı. Böylece invertör çıkışında iki kutup darbesi şeklinde bir voltaj üretilir. Gerçek devrelerde anahtarların eşzamanlı iletimini ortadan kaldırmak için S 1 ve SŞekil 2'de, bu tuşların açılması için sinyal üretme anları arasında belirli bir gecikme sağlanmalıdır. Açıkçası, darbe genişliği sinyal genliklerinin oranına bağlıdır sen M(θ) ve sen H(θ). Bu ilişkiyi karakterize eden parametreye genlik modülasyon indeksi denir ve formül (8.1) ile belirlenir:

, (8.1.)

Nerede sen Mm ve sen H m - modülasyon sinyalinin maksimum değerleri sen M(θ) ve taşıyıcı sinyal sen H(θ) sırasıyla.

Pirinç. 8.1. Tek fazlı yarı köprü gerilim invertörü: A- şema; B– Darbe modülasyonu için voltaj diyagramları

Taşıyıcı frekansı sen H(θ) anahtarlama frekansına eşittir F H tuşları S 1 ve S 2 ve genellikle modülasyon sinyalinin frekansını önemli ölçüde aşar F M. Frekans oranı F El F M, modülasyon işleminin verimliliğinin önemli bir göstergesidir ve formül (8.2) ile belirlenen frekans modülasyon indeksi olarak adlandırılır:

Küçük değerlerde M F sinyaller sen M(θ) ve senİstenmeyen alt harmoniklerden kaçınmak için H(θ) senkronize edilmelidir. Maksimum değer olarak B Benim senkronizasyon ihtiyacını belirleyen ayarlandı M F = 21. Açıkçası, senkronize sinyallerle katsayı M F sabit bir değerdir.

Şekil 2'deki diyagramdan. 8.1'de çıkış voltajının ilk harmoniğinin genliğinin olduğu görülebilir. sen am 1, (8.1) dikkate alınarak aşağıdaki biçimde (8.3) sunulabilir:

(8.3)

(8.3)'e göre M a = 1 çıkış voltajının birinci harmoniğinin genliği yarım dalga dikdörtgenin yüksekliğine eşittir sen d/2. Çıkış voltajının birinci harmoniğinin göreceli değerinin Ma değerine karakteristik bağımlılığı, Şekil 2'de gösterilmektedir. 8.2'de değişiklik olduğu açıkça görülüyor. M a doğrusal olarak 0'dan 1'e kadardır ve genliğe bağlıdır sen ben 1. Sınır değeri M a, maksimum değerin dikkate alındığı modülasyon tipi prensibi ile belirlenir. sen am 1, dikdörtgen şeklindeki yarım dalganın yüksekliği ile sınırlıdır; sen d/2. Katsayının daha da artmasıyla M modülasyon genlikte doğrusal olmayan bir artışa yol açar senİnverterin çıkışında daha sonra değişmeden kalan dikdörtgen bir voltajın oluşmasıyla belirlenen maksimum değere 1'im.

Dikdörtgen fonksiyonunun Fourier serisine genişletilmesi maksimum değeri (8.4) verir:

(8.4)

Bu değer indeks değeri ile sınırlıdır M a, 0 ila yaklaşık 3 aralığında değişmektedir. Açıkçası, 1 ila 3,2 arasındaki a-b değerleri aralığındaki fonksiyon doğrusal değildir (Şekil 8.2). Bu bölümdeki çalışma moduna aşırı modülasyon adı verilir.

Anlam M F taşıyıcı sinyal frekansı seçimiyle belirlenir sen H (θ) ve dönüştürücünün teknik özelliklerini önemli ölçüde etkiler. Frekans arttıkça dönüştürücülerin güç anahtarlarındaki anahtarlama kayıpları artar ancak aynı zamanda çıkış geriliminin spektral bileşimi iyileşir ve modülasyon işleminin neden olduğu daha yüksek harmoniklerin filtrelenmesi probleminin çözümü basitleşir. Değer seçiminde önemli bir faktör FÇoğu durumda H, değerinin 20 kHz'in üzerindeki ses frekansı aralığında sağlanmasına ihtiyaç duyulmaktadır. Seçerken F H ayrıca dönüştürücünün çalışma voltajı seviyesini, gücünü ve diğer parametreleri de dikkate almalısınız.

Pirinç. 8.2. Tek fazlı bir yarım köprü devresi için çıkış voltajının temel harmoniğinin genliğinin göreceli değerinin genlik modülasyon indeksine bağımlılığı

Buradaki genel eğilim M değerlerinde bir artıştır F düşük güç ve düşük voltaj dönüştürücüler ve bunun tersi. Yani seçim M Fçok kriterli bir optimizasyon problemidir.

Stokastik süreçle darbe modülasyonu. Dönüştürücülerde PWM kullanımı, modüle edilmiş gerilim ve akımlarda daha yüksek harmoniklerin ortaya çıkmasıyla ilişkilidir. Ayrıca bu parametrelerin spektral bileşiminde en önemli harmonikler, frekans modülasyon indeksinin katları olan frekanslarda meydana gelir. M F ve yan frekanslarda etraflarında gruplandırılmış azalan genliklere sahip harmonikler. Daha yüksek harmonikler aşağıdaki ana sorunlara neden olabilir:

akustik gürültünün ortaya çıkması;

diğer elektrikli cihazlar veya sistemlerle elektromanyetik uyumluluğun (EMC) bozulması.

Akustik gürültünün ana kaynakları, ses aralığında frekanslara sahip daha yüksek harmonikler içeren akım ve gerilime maruz kalan elektromanyetik bileşenlerdir (boğucular ve transformatörler). Yüksek harmoniklerin en yüksek olduğu belirli frekanslarda gürültünün oluşabileceği dikkate alınmalıdır. Manyetostriksiyon gibi gürültüye neden olan faktörler EMC sorunlarının çözülmesini zorlaştırır. Elektrikli cihazların EMI duyarlılığına bağlı olarak EMC sorunları geniş bir frekans aralığında ortaya çıkabilir. Geleneksel olarak gürültü seviyelerini azaltmak için tasarım ve teknoloji çözümleri kullanılmış, EMC'yi sağlamak için ise pasif filtreler kullanılmıştır.

Bu sorunları çözmek için umut verici bir yön olarak, modüle edilmiş voltaj ve akımların spektral bileşiminin doğasını değiştirmeyle ilgili yöntemler dikkate alınmaktadır. Bu yöntemlerin özü, frekans spektrumunu dengelemek ve geniş bir frekans aralığında stokastik dağılımları nedeniyle belirgin harmoniklerin genliğini azaltmaktır. Bu tekniğe bazen frekans spektrumunun "bulaşması" adı verilir. Harmoniklerin maksimum değerlere sahip olabileceği frekanslarda girişim enerjisi konsantrasyonu azalır. Bu yöntemlerin uygulanması, dönüştürücülerin güç kısmının bileşenleri üzerinde herhangi bir etki ile ilişkili değildir ve çoğu durumda, kontrol sisteminde küçük değişiklikler içeren yazılımla sınırlıdır.

Bu yöntemlerin uygulama ilkelerini kısaca ele alalım. PWM, γ= görev döngüsündeki bir değişikliğe dayanmaktadır. T Ve / T N, Nerede T ve - darbe süresi; T N- oluşum dönemi. Genellikle bu miktarlar ve darbenin periyot aralığındaki konumu T N kararlı durum koşullarında sabittir. PWM sonuçları integral ortalama değerler olarak tanımlanır. Bu durumda, t ve ve'nin deterministik değerleri, darbe konumu da dahil olmak üzere, modüle edilmiş parametrelerin elverişsiz spektral bileşimini belirler. Eğer bu miktarlara belirli bir γ değeri korunurken rastgele bir karakter verilirse, o zaman süreçler stokastik hale gelir ve modüle edilen parametrelerin spektral bileşimi değişir. Örneğin, dürtünün konumuna böyle bir rastgele karakter verilebilir. T ve T n periyodu aralığında veya ikincisinde stokastik bir değişiklik sağlayın. Bu amaçla, modülasyon frekansı ana üretecini etkileyen bir rastgele sayı üreteci kullanılabilir. F N =1/T N. Benzer şekilde, darbenin konumunu aralık boyunca değiştirebilirsiniz. T N matematiksel beklenti sıfıra eşit. Ortalama integral değeri γ, kontrol sistemi tarafından belirtilen seviyede kalmalıdır, bunun sonucunda modüle edilmiş gerilim ve akımlardaki daha yüksek harmoniklerin spektral bileşimi eşitlenecektir.

Kendini kontrol etmeye yönelik sorular

1. Sinüzoidal akım veya gerilimi sağlamak için ana PWM yöntemlerini listeleyin.

2. Tek kutuplu ve iki kutuplu voltaj modülasyonu arasındaki fark nedir?

3. PWM'nin ana parametrelerini listeleyin.

4. Stokastik süreçlere sahip PWM hangi amaçla kullanılır?